電機控制技術：第8章 直流脈寬調速系統(tǒng)

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1、第第8章章直流脈寬調速系統(tǒng) 自從全控型電力電子器件問世以后，就出現(xiàn)了采用脈沖寬度調制（PWM）的高頻開關控制方式形成的脈寬調制變換器-直流電動機調速系統(tǒng)，簡稱直流脈寬調速系統(tǒng)，即直流PWM調速系統(tǒng)。本節(jié)提要本節(jié)提要PWM變換器的工作狀態(tài)和波形直流PWM調速系統(tǒng)的機械特性PWM控制與變換器的數(shù)學模型直流脈調速系統(tǒng)的特殊問題8.1 PWM變換器的工作狀態(tài)和電壓、變換器的工作狀態(tài)和電壓、電流波形電流波形 PWM變換器的作用是：用PWM調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節(jié)電機轉速。PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆

2、兩大類，下面分別闡述其工作原理。8.1.1.不可逆PWM變換器（1）簡單的不可逆）簡單的不可逆PWM變換器變換器 簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng)主電路原理圖如圖1所示，功率開關器件可以是任意一種全控型開關器件，這樣的電路又稱直流降壓斬波器。圖1 簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統(tǒng) VDUs+UgCVTidM+_Ea）主電路原理圖 M 主電路結構21UdOtUg圖中：Us直流電源電壓 C 濾波電容器 M 直流電動機 VD 續(xù)流二極管VT 功率開關器件 VT 的柵極由脈寬可調的脈沖電壓系列Ug驅動。工作狀態(tài)與波形在一個開關周期內，當0 t ton時，Ug為正，VT導通，電源電壓通過

3、VT加到電動機電樞兩端；當ton t T 時，Ug為負，VT關斷，電樞失去電源，經VD續(xù)流。U,iUdEidUsttonT0圖1 b 電壓和電流波形O電機兩端得到的平均電壓為(1)式中 =ton/T 為 PWM 波形的占空比，ssondUUTtU輸出電壓方程 改變 （0 1）即可調節(jié)電機的轉速，若令=Ud/Us為PWM電壓系數(shù)，則在不可逆PWM 變換器中 =(2)（2）有制動的不可逆PWM變換器電路 在簡單的不可逆電路中電流不能反向，因而沒有制動能力，只能作單象限運行。需要制動時，必須為反向電流提供通路，如圖2a所示的雙管交替開關電路。當VT1 導通時，流過正向電流+id，VT2 導通時，流過

4、 id 。應注意，這個電路還是不可逆的，只能工作在第一、二象限，因為平均電壓 Ud 并沒有改變極性。圖2a 有制動電流通路的不可逆PWM變換器 主電路結構M+VD2Ug2Ug1VT2VT1VD1E4123CUs+MVT2Ug2VT1Ug1 工作狀態(tài)與波形 一般電動狀態(tài) 在一般電動狀態(tài)中，始終為正值（其正方向示于圖2a中）。設ton為VT1的導通時間，則一個工作周期有兩個工作階段：在0 t ton期間，Ug1為正，VT1導通，Ug2為負，VT2關斷。此時，電源電壓Us加到電樞兩端，電流 id 沿圖中的回路1流通。一般電動狀態(tài)（續(xù)）在 ton t T 期間，Ug1和Ug2都改變極性，VT1關斷，但

5、VT2卻不能立即導通，因為id沿回路2經二極管VD2續(xù)流，在VD2兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使它失去導通的可能。因此，實際上是由VT1和VD2交替導通，雖然電路中多了一個功率開關器件，但并沒有被用上。U,iUdEidUsttonT0O 輸出波形：一般電動狀態(tài)的電壓、電流波形與簡單的不可逆電路波形（圖2b）完全一樣。圖2b 一般電動狀態(tài)的電壓、電流波形工作狀態(tài)與波形（續(xù)）制動狀態(tài) 在制動狀態(tài)中，id為負值，VT2就發(fā)揮作用了。這種情況發(fā)生在電動運行過程中需要降速的時候。這時，先減小控制電壓，使 Ug1 的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使平均電樞電壓Ud降低。但是，由于機電慣性，轉速和反電動勢

6、E還來不及變化，因而造成 E Ud 的局面，很快使電流id反向，VD2截止，VT2開始導通。制動狀態(tài)的一個周期分為兩個工作階段：在 0 t ton 期間，VT2 關斷，id 沿回路 4 經 VD1 續(xù)流，向電源回饋制動，與此同時，VD1 兩端壓降鉗住 VT1 使它不能導通。在 ton t T期間，Ug2 變正，于是VT2導通，反向電流 id 沿回路 3 流通，產生能耗制動作用。因此，在制動狀態(tài)中，VT2和VD1輪流導通，而VT1始終是關斷的，此時的電壓和電流波形示于圖2c。U,iUdE-idUsttonT04444333VT2VT2VT2VD1VD1VD1VD1tUgOn 輸出波形圖2c 制動

7、狀態(tài)的電壓電流波形O工作狀態(tài)與波形（續(xù)）輕載電動狀態(tài) 有一種特殊情況，即輕載電動狀態(tài)，這時平均電流較小，以致在關斷后經續(xù)流時，還沒有到達周期 T，電流已經衰減到零，此時，因而兩端電壓也降為零，便提前導通了，使電流方向變動，產生局部時間的制動作用。輕載電動狀態(tài)，一個周期分成四個階段：第1階段，VD1續(xù)流，電流 id 沿回路4流通 第2階段，VT1導通，電流 id 沿回路1流通 第3階段，VD2續(xù)流，電流 id 沿回路2流通 第4階段，VT2導通，電流 id 沿回路3流通 在1、4階段，電動機流過負方向電流，電機工作在制動狀態(tài)；在2、3階段，電動機流過正方向電流，電機工作在電動狀態(tài)。因此，在輕載時

8、，電流可在正負方向之間脈動，平均電流等于負載電流，其輸出波形見圖2d。n 輸出波形圖2d 輕載電動狀態(tài)的電流波形4123TtonU,iUdEidUsttonT041 23OidtOt4t2小小 結結0 ton ton T 期間 工作狀態(tài) 0 t4 t4 ton ton t2 t2 T 一般電動 狀態(tài) 導通器件 電流回路 電流方向 VT1 1+VD2 2+制動狀態(tài) 導通器件 電流回路 電流方向 VD1 4 VT2 3 輕載電動 狀態(tài) 導通器件 電流回路 電流方向 VD1 4 VT1 1+VD2 2+VT2 3 表1 二象限不可逆PWM變換器在不同工作狀態(tài)下的 導通器件和電流回路與方向8.1.2

9、橋式可逆PWM變換器 可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，如圖3所示。這時，電動機M兩端電壓的極性隨開關器件柵極驅動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，這里只著重分析最常用的雙極式控制的可逆PWM變換器。+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4圖3 橋式可逆PWM變換器n H形主電路結構n 雙極式控制方式（1）正向運行 第1階段，在 0 t ton 期間，Ug1、Ug4為正，VT1、VT4導通，Ug2、Ug3為負，VT2、VT3

10、截止，電流 id 沿回路1流通，電動機M兩端電壓UAB=+Us；第2階段，在ton t T期間，Ug1、Ug4為負，VT1、VT4截止，VD2、VD3續(xù)流，并鉗位使VT2、VT3保持截止，電流 id 沿回路2流通，電動機M兩端電壓UAB=Us；n 雙極式控制方式（續(xù)）（2）反向運行 第1階段，在 0 t ton 期間，Ug2、Ug3為負，VT2、VT3截止，VD1、VD4 續(xù)流，并鉗位使 VT1、VT4截止，電流 id 沿回路4流通，電動機M兩端電壓UAB=+Us；第2階段，在ton t T 期間，Ug2、Ug3 為正，VT2、VT3導通，Ug1、Ug4為負，使VT1、VT4保持截止，電流 i

11、d 沿回路3流通，電動機M兩端電壓UAB=Us；n 輸出波形U,iUdEid+UsttonT0-UsO(1)正向電動運行波形U,iUdEid+UsttonT0-UsO(2)反向電動運行波形n 輸出平均電壓雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓為（3）如果占空比和電壓系數(shù)的定義與不可逆變換器中相同，則在雙極式控制的可逆變換器中 =2 1 （4）注意：這里 的計算公式與不可逆變換器中的公式就不一樣了。sonsonsond)12(UTtUTtTUTtUn 調速范圍 調速時，的可調范圍為01，1 0.5時，為正，電機正轉 當 0.5時，為負，電機反轉 當=0.5時，=0，電機停止注注 意意 當電機停

12、止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈寬相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產生平均轉矩，徒然增大電機的損耗，這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電機停止時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜摩擦死區(qū)，起著所謂“動力潤滑”的作用。n 性能評價 雙極式控制的橋式可逆PWM變換器有下列優(yōu)點：1）電流一定連續(xù)。2）可使電機在四象限運行。3）電機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區(qū)。4）低速平穩(wěn)性好，系統(tǒng)的調速范圍可達1:20000 左右。5）低速時，每個開關器件的驅動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通。n 性能評價（續(xù)）雙極式控制方式的不足之處是：在工作過程中，4

13、個開關器件可能都處于開關狀態(tài)，開關損耗大，而且在切換時可能發(fā)生上、下橋臂直通的事故，為了防止直通，在上、下橋臂的驅動脈沖之間，應設置邏輯延時。8.2 直流脈寬調速系統(tǒng)的機械特性直流脈寬調速系統(tǒng)的機械特性 由于采用脈寬調制，嚴格地說，即使在穩(wěn)態(tài)情況下，脈寬調速系統(tǒng)的轉矩和轉速也都是脈動的，所謂穩(wěn)態(tài)，是指電機的平均電磁轉矩與負載轉矩相平衡的狀態(tài)，機械特性是平均轉速與平均轉矩（電流）的關系。采用不同形式的PWM變換器，系統(tǒng)的機械特性也不一樣。對于帶制動電流通路的不可逆電路和雙極式控制的可逆電路，電流的方向是可逆的，無論是重載還是輕載，電流波形都是連續(xù)的，因而機械特性關系式比較簡單，現(xiàn)在就分析這種情況

14、。對于帶制動電流通路的不可逆電路，電壓平衡方程式分兩個階段 式中的R、L 分別為電樞電路的電阻和電感。n 帶制動的不可逆電路電壓方程EtiLRiUdddd s（0 t ton）（6）EtiLRidd0dd（ton t T）（7）對于雙極式控制的可逆電路，只在第二個方程中電源電壓由 0 改為 Us，其他均不變。于是，電壓方程為EtiLRiUdddds(0 t ton)(8)n 雙極式可逆電路電壓方程EtiLRiUdddds(ton t T)(9)n 機械特性方程 按電壓方程求一個周期內的平均值，即可導出機械特性方程式。無論是上述哪一種情況，電樞兩端在一個周期內的平均電壓都是 Ud=Us，只是 與

15、占空比 的關系不同，分別為式（3）和式（4）。平均電流和轉矩分別用 Id 和 Te 表示，平均轉速 n=E/Ce，而電樞電感壓降的平均值 Ldid/dt 在穩(wěn)態(tài)時應為零。于是，無論是上述哪一組電壓方程，其平均值方程都可寫成 (10)nCRIERIUedds (11)或用轉矩表示 (12)式中 Cm 電機在額定磁通下的轉矩系數(shù)，Cm=KmN；n0理想空載轉速，與電壓系數(shù)成正比，n0=Us/Ce。de0deesICRnICRCUnn 機械特性方程eme0emeesTCCRnTCCRCUnnId,TeOn0ss0.5n0s0.25n0sId,Te =1 =0.75 =0.5 =0.25n PWM調速

16、系統(tǒng)機械特性圖4 脈寬調速系統(tǒng)的機械特性曲線（電流連續(xù)），n0sUs/Cen 說 明 圖中所示的機械曲線是電流連續(xù)時脈寬調速系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。圖中僅繪出了第一、二象限的機械特性，它適用于帶制動作用的不可逆電路，雙極式控制可逆電路的機械特性與此相仿，只是更擴展到第三、四象限了。對于電機在同一方向旋轉時電流不能反向的電路，輕載時會出現(xiàn)電流斷續(xù)現(xiàn)象，把平均電壓抬高，在理想空載時，Id =0，理想空載轉速會翹到 n0sUs/Ce。目前，在中、小容量的脈寬調速系統(tǒng)中，由于IGBT已經得到普遍的應用，其開關頻率一般在10kHz左右，這時，最大電流脈動量在額定電流的5%以下，轉速脈動量不到額定空載轉速的萬分之

17、一，可以忽略不計。8.3 PWM控制與變換器的數(shù)學模型控制與變換器的數(shù)學模型 圖5繪出了PWM控制器和變換器的框圖，其驅動電壓都由 PWM 控制器發(fā)出，PWM控制與變換器的動態(tài)數(shù)學模型和晶閘管觸發(fā)與整流裝置基本一致。按照上述對PWM變換器工作原理和波形的分析，不難看出，當控制電壓改變時，PWM變換器輸出平均電壓按線性規(guī)律變化，但其響應會有延遲，最大的時延是一個開關周期 T。UcUgUdPWM控制器PWM變換器圖21 PWM控制與變換器的框圖 因此PWM控制與變換器（簡稱PWM裝置）也可以看成是一個滯后環(huán)節(jié)，其傳遞函數(shù)可以寫成（13）sTKsUsUsWse)()()(scds式中 Ks PWM裝

18、置的放大系數(shù)；Ts PWM裝置的延遲時間，Ts T0。當開關頻率為10kHz時，T=0.1ms，在一般的電力拖動自動控制系統(tǒng)中，時間常數(shù)這么小的滯后環(huán)節(jié)可以近似看成是一個一階慣性環(huán)節(jié)，因此,（14）1)(ssssTKsW與晶閘管裝置傳遞函數(shù)完全一致。8.4 直流脈寬調速系統(tǒng)的特殊問題 電流脈動 單極式可逆電路 雙極式可逆電路 轉速脈動 開關損耗 飽和導通損耗，截止損耗，開關過程的動態(tài)損耗 最佳開關頻率8.4.1 電流脈動量 由前面分析可知,脈寬調速系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)運行時,電樞兩端的脈動電壓產生周期性脈動變化的電流和轉速。電流脈動量和轉速脈動量的大小是否會對系統(tǒng)運行產生影響呢？為簡化分析作如下假定：電

19、力電子器件為無慣性元件，忽略它的開通時間和關斷時間；忽略PWM變換器的內阻變化，即認為電樞回路電阻R是常數(shù)；脈沖開關頻率足夠高，因此開關周期T遠小于系統(tǒng)機電時間Tm，認為開關周期內轉速n和反電動勢E不變。單極式可逆電路 在一個開關周期內電壓平衡方程式為 (15)(16)在電流連續(xù)時，由上面兩式可以求出分段電流 和 ，波形圖為：)0(/11onddsttEdtLiRiU)(/022TttEdtLiRiondd)(1tid)(2tid單極式可逆電路 當開關頻率較高時，在開關周期內 的變化可忽略不計，因此可以用平均壓降 代替瞬時壓降這時 ，近似可以得到 (17)(18)在較短時間內，可以認為 ，都近

20、似為常數(shù)，可以用直線來替代指數(shù)規(guī)律變化的電流曲線。求解上式，可以得到 (19)(20)dRiRIddRiRIEUdd)0(1ondsdttUULdi)(2TttULdiondddtdid/1dtdid/2)(/)()()()0(/)()0()(2211TttLttUtitittLtUUitionondonddondsdd單極式可逆電路 當 時，有 當 時，有 則有電樞電流的脈動分量為 用占空比 代替上式中的 ,有 因此，電流脈動量的大小隨占空比 的數(shù)值而變化?？梢缘玫诫娏髅}動量的最大值出現(xiàn)在 時，其計算公式為ontt LtUUiitiondsddond/)()(minmax1Tt LtTUii

21、Tiondddd/)()(maxmin2LtTULtUUiiiondondsddd/)(/)(minmaxTtUUonsd/ontLTUisd/)1(5.0fLULTUissd44max雙極式可逆電路 在一個開關周期內電壓平衡方程式為 (20)(21)采用前面的計算方法，可以得到雙極式可逆電路電流脈動分量為 (22)0(/11onddsttEdtLiRiU)(/22TttEdtLiRiUonddsLTULtUUisondsd2)1(/)(2雙極式可逆電路 顯然 時，可得到電流脈動量的最大值 (23)由此可見雙極式的電流脈動量比單極式的大一倍。在電源電壓和開關頻率一定的情況下，增加電樞回路電感可

22、以抑制電流脈動量。fLULTUissd22max08.4.2.轉速脈動量 假定電流線形變化,按前面圖中的虛線所示,有 （24）（25）對應的電動機轉矩平衡方程式為 （26）（27）將（24）、（25）分別代入（26）、（27），得 （28）（29）)0(/)(min1onondddttttiiti)()()(max2TtttttTiitionononddd)0()(/11onLdTttTtiCdtJd)()(/22TttTtiCdtJdonLdT)0(/min1onLondTdTttTttiCiCdtJd)()/()(/max2TttTtTttiCiCdtJdonLonondTdT轉速脈動量

23、在準穩(wěn)態(tài)運行情況下 ，在電流按線形變化時有 （30）（31）將這些關系代入（28），（29）得 （32）（33）令 ，對上面兩式積分后得到 （34）（35）2/mindddiIi2/maxdddiIi)0(/)2/1/(/1ononTttJttCdtd)()/()(2/1(/2TtttTttCdtdonononT)0()(2)(121ondonTttCitttJCt)()(2)(22 2TttCitTttJCtondonTLdTTiConttt轉速脈動量 在準穩(wěn)態(tài)運行情況下，轉速是周期性變化的，因此 （36）（37）又由式（34）和（35）可以得到 （38）（39）因此積分常數(shù) ，其值為每段速

24、度的初始值和終值，對應的速度變化如下圖)0()(21ont)0()(12ontT111)()0(Cton222)()0(CtTon21CC 轉速脈動量 在一個周期內，令 和 ，可以得到轉速達到最小值和最大值的時間分別為 和 （40）（41）將上面兩式相減，得到 （42）將（42）代入（23），得到 （43）ont211min8CtiJCondT2max)(8CtTiJCondT01dtd02dtd)(21ontT TiJCdT8LmTTnTn8)1(2轉速脈動量 上式表明，當電樞電流近似線形變化時，轉速的脈動量正比于電動機的理想空載轉速和開關周期的平方，反比與系統(tǒng)的機電時間常數(shù)和電磁時間常數(shù)。

25、從（43），可以得到 （44）一般PWM變換器的開關頻率都為130KHz，因此電樞電壓的交變分量對轉速的影響可以忽略不計。)5.0(322maxLmTTnTn8.4.3電力電子器件的開關損耗和最佳開關頻率 從前面的分析，可以得到PWM變換器的開關頻率越高，電樞電流的脈動就越小，而且能保證電流連續(xù)，可以有效提高調速系統(tǒng)低速運行的平穩(wěn)性，減小附加損耗。但是，開關頻率過高會使電力電子器件的動態(tài)開關損耗相應增加，效率降低，因此應該綜合進行考慮。8.4.3.1 電力電子器件的開關損耗 PWM變換器中的電力電子器件并非理想的開關元件，在其工作時功率損耗包括飽和導通損耗、截止損耗和開關過程中的動態(tài)損耗。飽和

26、導通時，管壓降很??；截止時漏電流很小，因此其相應的損耗可以忽略不計。因此開關動態(tài)損耗是主要的損耗。開關過程包括開通和關斷兩個過程。開通過程是指集電極電流的上升時間 ，關斷過程指存儲時間 和電流下降時間 。而在 時間內，電力電子器件仍然飽和導通，其損耗仍然可以不計。因此動態(tài)損耗主要指 和 內的開關損耗。rtbtftbtrtft8.4.3.1 電力電子器件的開關損耗 一般近似認為開關過程中集電極電流的上升和下降都是線形的。開通過程 關斷過程)1(fcscfttIircscrttIi3.1 電力電子器件的開關損耗 對于續(xù)流二極管的電阻-電感性負載，無論電力電子器件集電極電流是增大還是減小，其集電極電

27、壓均為電源電壓 ，因此在一個開關周期內的動態(tài)損耗為：每秒的動態(tài)損耗為:上式表明:開關頻率越高，動態(tài)損耗越大 2/)(frcssddttfIUfpP)(21)1(00frcsstfcsstrcssdttIUdtttIUdtttIUprrsU8.4.3.2 電力電子器件的開關損耗 選擇最佳開關頻率的條件：電樞電流連續(xù)和PWM變換效率最高 單極式 雙極式 式中 為電動機起動電流（短路電流）與額定電流之比。除了上述條件，最好使開關頻率比調速系統(tǒng)的最高工作頻率高出10倍左右，這樣PWM變換器的延時時間對系統(tǒng)動態(tài)特性的影響可忽略不計。32)(332.0frlsopttTaf32)(26.0frlsoptt

28、TafnomstsIIa C C+8.5 電能回饋與泵升電壓的限制電能回饋與泵升電壓的限制 PWM變換器的直流電源通常由交流電網經不可控的二極管整流器產生，并采用大電容C濾波，以獲得恒定的直流電壓，電容C同時對感性負載的無功功率起儲能緩沖作用。n 泵升電壓產生的原因 對于PWM變換器中的濾波電容，其作用除濾波外，還有當電機制動時吸收運行系統(tǒng)動能的作用。由于直流電源靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電機制動時只好對濾波電容充電，這將使電容兩端電壓升高，稱作“泵升電壓”。電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓，因此電容量就不可能很小，一般幾千瓦的調速系統(tǒng)所需的電容量達到數(shù)千微法。在大容量或負載有較

29、大慣量的系統(tǒng)中，不可能只靠電容器來限制泵升電壓，這時，可以采用下圖中的鎮(zhèn)流電阻 Rb 來消耗掉部分動能。分流電路靠開關器件 VTb 在泵升電壓達到允許數(shù)值時接通。n 泵升電壓限制n 泵升電壓限制電路過電壓信號UsRbVTbC+n 泵升電壓限制（續(xù)）對于更大容量的系統(tǒng)，為了提高效率，可以在二極管整流器輸出端并接逆變器，把多余的能量逆變后回饋電網。當然，這樣一來，系統(tǒng)就更復雜了。PWM系統(tǒng)的優(yōu)越性 主電路線路簡單，需用的功率器件少；開關頻率高，電流容易連續(xù)，諧波少，電機損耗及發(fā)熱都較小；低速性能好，穩(wěn)速精度高，調速范圍寬；系統(tǒng)頻帶寬，動態(tài)響應快，動態(tài)抗擾能力強；功率開關器件工作在開關狀態(tài)，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高；直流電源采用不控整流時，電網功率因數(shù)比相控整流器高。