通信工程畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）-自適應(yīng)均衡器的研究與仿真設(shè)計(jì).doc

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1、畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）自適應(yīng)均衡器的研究與仿真設(shè)計(jì)學(xué)院（系）： 信息工程學(xué)院 專(zhuān)業(yè)班級(jí)： 通信工程0606班 學(xué)生姓名： 指導(dǎo)教師： 學(xué)位論文原創(chuàng)性聲明本人鄭重聲明：所呈交的論文是本人在導(dǎo)師的指導(dǎo)下獨(dú)立進(jìn)行研究所取得的研究成果。除了文中特別加以標(biāo)注引用的內(nèi)容外，本論文不包括任何其他個(gè)人或集體已經(jīng)發(fā)表或撰寫(xiě)的成果作品。本人完全意識(shí)到本聲明的法律后果由本人承擔(dān)。作者簽名： 年 月 日學(xué)位論文版權(quán)使用授權(quán)書(shū)本學(xué)位論文作者完全了解學(xué)校有關(guān)保障、使用學(xué)位論文的規(guī)定，同意學(xué)校保留并向有關(guān)學(xué)位論文管理部門(mén)或機(jī)構(gòu)送交論文的復(fù)印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。本人授權(quán)省級(jí)優(yōu)秀學(xué)士論文評(píng)選機(jī)構(gòu)將本學(xué)位

2、論文的全部或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)進(jìn)行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存和匯編本學(xué)位論文。本學(xué)位論文屬于1、保密囗，在 年解密后適用本授權(quán)書(shū)2、不保密囗。（請(qǐng)?jiān)谝陨舷鄳?yīng)方框內(nèi)打“”）作者簽名： 年 月 日導(dǎo)師簽名： 年 月 日畢業(yè)設(shè)計(jì)(論文)任務(wù)書(shū)學(xué)生姓名： XXX 專(zhuān)業(yè)班級(jí)： 通信工程0606 指導(dǎo)教師： XXXXX 工作單位： 信息工程學(xué)院 設(shè)計(jì)(論文)題目: 自適應(yīng)均衡器的研究與仿真設(shè)計(jì) 設(shè)計(jì)（論文）主要內(nèi)容：由于多徑衰落引起的時(shí)延擴(kuò)展造成了高速數(shù)據(jù)傳輸時(shí)碼元之間的干擾。采用增加平均信號(hào)電平的方法也無(wú)法降低時(shí)延擴(kuò)展引起的誤碼率，只有采用自適應(yīng)均衡技術(shù)，才是根本的解決辦法。目前廣泛

3、利用橫向?yàn)V波器作時(shí)域均衡器，它可根據(jù)信道特性的變化而進(jìn)行調(diào)整。要求結(jié)合均衡的原理作出仿真分析，并做出仿真效果圖。要求完成的主要任務(wù)：1、根據(jù)已學(xué)的理論知識(shí)分析均衡的原理及干擾。2、設(shè)計(jì)理想效果的均衡器，并進(jìn)行仿真。3、完成設(shè)計(jì)論文，其字?jǐn)?shù)一般不少于12000字（至少含10幅圖）。4、完成不少于5000漢字或2萬(wàn)英文印刷符的相關(guān)文獻(xiàn)的翻譯。5、根據(jù)畢業(yè)設(shè)計(jì)有關(guān)規(guī)范，按時(shí)完成所有學(xué)習(xí)、研究工作和有關(guān)文檔，所有文檔、圖紙一律用計(jì)算機(jī)打印，并遵守有關(guān)國(guó)標(biāo)及規(guī)范。必讀參考資料：1 樊昌信等著.通信原理(第五版).北京：國(guó)防工業(yè)出版社，2006年6月2 羅軍輝MATLAB7.0在圖像處理中的應(yīng)用M北京：機(jī)

4、械工業(yè)出版社，2005年3 郭業(yè)才著自適應(yīng)盲均衡技術(shù)安徽：合肥工業(yè)大學(xué)出版社，2007年 4 丁玉美，高西全數(shù)字信號(hào)處理西安：西安電子科技大學(xué)出版社 ，2006年 5 Gary AH,et al.Digital lattice and ladder filter synthesis.IEEE Trans.Audio Electron acoust,Dec.1973,vol.AU-21:491指導(dǎo)教師簽名 系主任簽名 院長(zhǎng)簽名（章）武漢理工大學(xué)本科學(xué)生畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）開(kāi)題報(bào)告1、目的及意義（含國(guó)內(nèi)外的研究現(xiàn)狀分析）在信息日益膨脹的數(shù)字化、信息化時(shí)代，通信系統(tǒng)擔(dān)負(fù)了重大的任務(wù)，這要求數(shù)字通信系統(tǒng)向

5、著高速率、高可靠性的方向發(fā)展。信道均衡是通信系統(tǒng)中一項(xiàng)重要的技術(shù)，能夠很好的補(bǔ)償信道的非理想特性，從而減輕信號(hào)的畸變，降低誤碼率在高速通信、無(wú)線通信領(lǐng)域，信道對(duì)信號(hào)的畸變將更加的嚴(yán)重，因此信道均衡技術(shù)是不可或缺的。自適應(yīng)均衡能夠自動(dòng)的調(diào)節(jié)系數(shù)從而跟蹤信道，成為通信系統(tǒng)中一項(xiàng)關(guān)鍵的技術(shù)。均衡技術(shù)最早應(yīng)用于電話(huà)信道，由于電話(huà)信道頻率特性不平坦和相位的非線性引起時(shí)間的彌散，使用加載線圈的均衡方法來(lái)改進(jìn)傳送語(yǔ)音用的雙絞線電纜的特性。上世紀(jì)六十年代以前，均衡器的參數(shù)是固定的或手調(diào)的，其性能很差。Lucky對(duì)自適應(yīng)均衡器的研究作了很大的貢獻(xiàn)，1965年，他根據(jù)極小極大準(zhǔn)則提出了一種“迫零自適應(yīng)均衡器”。第

6、二年，他又將此算法推廣到跟蹤方式。Lucky的工作推動(dòng)了對(duì)自適應(yīng)均衡器的研究。1965年DiToro獨(dú)立把自適應(yīng)均衡器應(yīng)用于對(duì)抗碼間干擾對(duì)高頻鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊憽?967年，Austin提出了判決反饋均衡器。1969年，Gersho以及Proakis和Mi1le使用最小均方誤差準(zhǔn)則獨(dú)立的重新描述了自適應(yīng)均衡器問(wèn)題。1970年，Brady提出分?jǐn)?shù)間隔自適應(yīng)均衡器方案。1972年，Ungerboeck對(duì)采用自適應(yīng)最小均方誤差算法的均衡器的收斂性進(jìn)行了詳細(xì)的分析。1974年，Godard應(yīng)用卡爾曼濾波器理論推導(dǎo)出了調(diào)整橫向均衡濾波器抽頭加權(quán)系數(shù)的一種高效算法快速卡爾曼算法。1978年，F(xiàn)alcone

7、r和Ljung介紹了快速卡爾曼算法的一種修正，從而將其計(jì)算復(fù)雜性簡(jiǎn)化到可與簡(jiǎn)單的LMS算法比較的程度。Satorius和Alexander在1979年、Satorius和Pack在1981年證明了色散信道格型自適應(yīng)均衡器算法的實(shí)用性。在高速數(shù)字移動(dòng)通信、數(shù)字微波無(wú)線通信系統(tǒng)和作為重要的遠(yuǎn)程通信和軍事通信手段之一的短波通信系統(tǒng)中, 由于多徑與衰落現(xiàn)象引起碼間干擾,系統(tǒng)性能惡化。采用適當(dāng)有效的自適應(yīng)均衡技術(shù), 可以克服數(shù)據(jù)傳輸在頻帶利用率、誤碼率性能以及傳輸速率上的許多缺點(diǎn)。自適應(yīng)均衡就是通過(guò)接收端的均衡器產(chǎn)生與信道特性相反的特性以抵消信道時(shí)變多徑傳播引起的干擾，可消除波形疊加、碼間串?dāng)_，也能減小

8、加性噪聲干擾，從而減小誤碼的技術(shù)。均衡分為頻域均衡和時(shí)域均衡。頻域均衡指總的傳輸函數(shù)滿(mǎn)足無(wú)失真?zhèn)鬏數(shù)臈l件。時(shí)域均衡是使總沖擊響應(yīng)滿(mǎn)足無(wú)碼間干擾的條件。在實(shí)際電路中，往往同時(shí)采用頻域和時(shí)域自適應(yīng)均衡器，最大限度地提高電路的抗衰落能力。2、基本內(nèi)容和技術(shù)方案首先要熟悉自適應(yīng)線性均衡器基本原理。隨機(jī)信號(hào)信道噪聲延時(shí)橫向?yàn)V波器自適應(yīng)濾波器均衡器通常是用濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，使用濾波器來(lái)補(bǔ)償失真的脈沖，判決器得到的解調(diào)輸出樣本，是經(jīng)過(guò)均衡器修正過(guò)的或者清除了碼間干擾之后的樣本。自適應(yīng)均衡器直接從傳輸?shù)膶?shí)際數(shù)字信號(hào)中根據(jù)某種算法不斷調(diào)整增益，因而能適應(yīng)信道的隨機(jī)變化，使均衡器總是保持最佳的狀態(tài)，從而有更好的失真

9、補(bǔ)償性能。下圖為數(shù)據(jù)傳輸中的自適應(yīng)均衡器。自適應(yīng)均衡器一般包含兩種工作模式，即訓(xùn)練模式和跟蹤模式。首先，發(fā)射機(jī)發(fā)射一個(gè)己知的定長(zhǎng)的訓(xùn)練序列，以便接收機(jī)處的均衡器可以做出正確的設(shè)置。典型的訓(xùn)練序列是一個(gè)二進(jìn)制偽隨機(jī)信號(hào)或是一串預(yù)先指定的數(shù)據(jù)位，而緊跟在訓(xùn)練序列后被傳送的是用戶(hù)數(shù)據(jù)。接收機(jī)處的均衡器將通過(guò)遞歸算法來(lái)評(píng)估信道特性，并且修正濾波器系數(shù)以對(duì)信道做出補(bǔ)償。在設(shè)計(jì)訓(xùn)練序列時(shí)，要求做到即使在最差的信道條件下，均衡器也能通過(guò)這個(gè)訓(xùn)練序列獲得正確的濾波系數(shù)。這樣就可以在收到訓(xùn)練序列后，使得均衡器的濾波系數(shù)已經(jīng)接近于最佳值。而在接收數(shù)據(jù)時(shí)，均衡器的自適應(yīng)算法就可以跟蹤不斷變化的信道，自適應(yīng)均衡器將不

10、斷改變其濾波特性。均衡器從調(diào)整參數(shù)至形成收斂，整個(gè)過(guò)程是均衡器算法、結(jié)構(gòu)和通信變化率的函數(shù)。為了能有效的消除碼間干擾，均衡器需要周期性的做重復(fù)訓(xùn)練。在數(shù)字通信系統(tǒng)中用戶(hù)數(shù)據(jù)是被分為若干段并被放在相應(yīng)的時(shí)間段中傳送的，每當(dāng)收到新的時(shí)間段，均衡器將用同樣的訓(xùn)練序列進(jìn)行修正。均衡器一般被放在接收機(jī)的基帶或中頻部分實(shí)現(xiàn)，基帶包絡(luò)的復(fù)數(shù)表達(dá)式可以描述帶通信號(hào)波形，所以信道響應(yīng)、解調(diào)信號(hào)和自適應(yīng)算法通常都可以在基帶部分被仿真和實(shí)現(xiàn)。然后設(shè)計(jì)理想效果的均衡器，并進(jìn)行仿真。我們知道信道均衡器均衡器的作用是在信道通帶內(nèi)形成一個(gè)信道傳輸函數(shù)的逆，而在通帶之外它的增益則很小或者為零。因而，由信道和均衡器級(jí)聯(lián)組成的系

11、統(tǒng)在通帶內(nèi)有基本均勻的振幅特性，而帶外基本為零，相位響應(yīng)在帶內(nèi)是頻率的線性函數(shù)。如果條件滿(mǎn)足，聯(lián)合沖激響應(yīng)就是辛格函數(shù)，符號(hào)間干擾可以消除。自適應(yīng)調(diào)整也解決了信道本身未知，時(shí)變的特性所帶來(lái)的困難。逆模擬用一個(gè)自適應(yīng)橫向?yàn)V波器(LMS濾波器)，由于輸入x(k)的信號(hào)帶寬受信道帶寬的限制，因而，自適應(yīng)濾波器僅需在信道的通帶內(nèi)去均衡信道的振幅和相位特性。如果能知道信道的輸入，并考慮到整個(gè)系統(tǒng)的延遲，就可得到期望響應(yīng)d(k)，但是一般是難于獲得的。周期性地中斷信息傳輸，發(fā)射一些已知的碼序列，便可以進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。貝爾電話(huà)實(shí)驗(yàn)室的拉克提供了一種得到期望響應(yīng)d(k)的方法，這種方法用自適應(yīng)濾波器自身輸出提

12、供d(k)，因此避免了對(duì)發(fā)射信號(hào)任何先驗(yàn)信息的依賴(lài)，拉克稱(chēng)該方法為“判決指向?qū)W習(xí)”。更確切地說(shuō)，期望信號(hào)d(k)=sgn y(k)，如圖3.4.2所示，它是由一個(gè)量化濾波器產(chǎn)生的。由于數(shù)據(jù)是二進(jìn)制的，若不考慮噪聲影響，則經(jīng)適當(dāng)均衡了的信道在選通時(shí)間內(nèi)的取樣輸出為+1或-1，然后將濾波器輸出和經(jīng)量化后的輸出比較，產(chǎn)生誤差信號(hào)e(k)。由于均衡器輸出應(yīng)該在適當(dāng)?shù)倪x通時(shí)間內(nèi)唯一地表示各自的辛格脈沖，因而自適應(yīng)只許在選通時(shí)間內(nèi)進(jìn)行，這可用與發(fā)射信號(hào)同步的閘門(mén)脈沖對(duì)誤差信號(hào)e(k)選通來(lái)實(shí)現(xiàn)。從平均意義上來(lái)說(shuō)，如果量化后的期望響應(yīng)是正確的，則自適應(yīng)將沿著正確的方向進(jìn)行。3、進(jìn)度安排 第1-4周：查閱相關(guān)

13、文獻(xiàn)資料，明確研究?jī)?nèi)容，確定方案，完成開(kāi)題報(bào)告。 第5-6周：熟悉相關(guān)設(shè)計(jì)工具及MATLAB軟件。 第7-9周：設(shè)計(jì)理想效果的均衡器做出仿真圖。 第10-13周：完成并修改論文。第14周： 完成相關(guān)文獻(xiàn)翻譯。 第15周：準(zhǔn)備論文答辯。4、指導(dǎo)教師意見(jiàn) 指導(dǎo)教師簽名： 年 月 日 目 錄摘 要IAbstractII1緒論11.1引言11.2 自適應(yīng)均衡的研究發(fā)展概況11.3 本論文的研究?jī)?nèi)容及主要工作22信道、碼間干擾及均衡技術(shù)32.1 信道32.1.1 恒參信道42.1.2 變參信道422 通信信道的仿真模型82.3 碼間干擾92.4 自適應(yīng)均衡的原理和特點(diǎn)132.5 本章小結(jié)143 均衡器的

14、結(jié)構(gòu)143.1 線性橫向均衡器(LTE)143.2 線性格型均衡器(LLE)163.3 判決反饋均衡器(DFE)183.4 分?jǐn)?shù)間隔均衡器(FSE)203.5 本章小結(jié)264 自適應(yīng)均衡器的實(shí)現(xiàn)264.1 LMS算法274.2 自適應(yīng)均衡器仿真315 總結(jié)34參考文獻(xiàn)35附錄35致謝3635摘 要對(duì)信道的碼間干擾進(jìn)行校正的電路稱(chēng)為均衡器,其實(shí)質(zhì)是信道的一個(gè)逆濾波器。在高速數(shù)字移動(dòng)通信、數(shù)字微波無(wú)線通信系統(tǒng)和作為重要的遠(yuǎn)程通信和軍事通信手段之一的短波通信系統(tǒng)中, 由于多徑與衰落現(xiàn)象引起碼間干擾,系統(tǒng)性能惡化。采用適當(dāng)有效的自適應(yīng)均衡技術(shù), 可以克服數(shù)據(jù)傳輸在頻帶利用率、誤碼率性能以及傳輸速率上的

15、許多缺點(diǎn)。 信道均衡是通信系統(tǒng)中一項(xiàng)重要的技術(shù)，能夠很好的補(bǔ)償信道的非理想特性，從而減輕信號(hào)的畸變，降低誤碼率。在高速通信、無(wú)線通信領(lǐng)域，信道對(duì)信號(hào)的畸變將更加的嚴(yán)重，因此信道均衡技術(shù)是不可或缺的。自適應(yīng)均衡能夠自動(dòng)的調(diào)節(jié)系數(shù)從而跟蹤信道，成為通信系統(tǒng)中一項(xiàng)關(guān)鍵的技術(shù)。自適應(yīng)均衡作為自適應(yīng)信號(hào)處理的一個(gè)重要方面, 已廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)、聲納、控制和生物醫(yī)學(xué)工程等領(lǐng)域。本文介紹了自適應(yīng)均衡器的發(fā)展歷史，闡述了信道，產(chǎn)生碼間干擾的原因以及無(wú)碼間干擾的條件, 對(duì)各種自適應(yīng)均衡器如線性橫向均衡器，線性格型均衡器，判決反饋均衡器，分?jǐn)?shù)間隔均衡器進(jìn)行了分類(lèi)討論, 分析了其優(yōu)缺點(diǎn),，最后結(jié)合均衡的原理設(shè)計(jì)

16、理想效果的均衡器，并利用MATLAB進(jìn)行仿真。關(guān)鍵詞：自適應(yīng)均衡；信道均衡；自適應(yīng)均衡器；MATLABAbstractOf the channel inter-symbol interference correction circuit as equalizer, and its essence is an inverse channel filter. In the high-speed digital mobile communications, digital microwave wireless communications systems and as an important me

17、ans of remote communications and military communications, one of short-wave communication system, due to the phenomenon of multipath and fading caused by inter-symbol interference, system performance deterioration. Appropriate and effective adaptive equalization technology, can overcome the data tra

18、nsmission in bandwidth efficiency, bit error rate performance and transmission rate on many of the shortcomings.Channel equalization is an important communication system technology, to a good compensation of non-ideal characteristics of the channel, so as to reduce signal distortion, reduce the erro

19、r rate. In the high-speed communications, wireless communications, channel distortion of the signal will be more severe, so the channel equalization is indispensable. Equalizer coefficients can be automatically adjusted to track the channel as a key communication systems technology.As an important a

20、spect of adap t ive signal p rocessing, adap t ive equalizat ion is w idely used in the field of telecommunicat ion, radar, sonar, cont ro l and biomedical engineering.This article describes the historical development of adaptive equalizer, set the channel, resulting inter-symbol interference ISI re

21、asons and without conditions, on a variety of adaptive equalizers such as linear horizontal equalizer, line personality type equalizer, decision feedback equalizer, fractionally spaced equalizer were classified discussions, and analyzes its advantages and disadvantages, and finally combined with the

22、 principle of balanced design desired effect of the equalizer, and using MATLAB simulation.Key Words：A daptive equalization, Channel equalization, A daptive equalizer, MATLAB1緒論1.1引言通常信道特性是一個(gè)復(fù)雜的函數(shù)，它可能包括各種線性失真、非線性失真、交調(diào)失真、衰落等。同時(shí)由于信道的遲延特性和損耗特性隨時(shí)間做隨機(jī)變化，因此信道特性往往只能用隨機(jī)過(guò)程來(lái)描述，例如在蜂窩式移動(dòng)通信中，電磁波會(huì)因?yàn)榕鲎驳浇ㄖ锘蛘呤瞧渌矬w而

23、產(chǎn)生反射、散射、繞射，此外發(fā)射端和接收端還會(huì)受到周?chē)h(huán)境的干擾，從而產(chǎn)生時(shí)變現(xiàn)象，其結(jié)果為信號(hào)能量會(huì)由不止一條路徑到達(dá)接收天線，我們稱(chēng)之為多徑傳播。數(shù)字信號(hào)經(jīng)過(guò)這樣的信道傳輸以后，由于受到了信道的非理想特性的影響，在接收端就會(huì)產(chǎn)生碼間干擾(ISI)，使系統(tǒng)誤碼率上升，嚴(yán)重情況下使系統(tǒng)無(wú)法繼續(xù)正常工作。理論和實(shí)踐證明，在接收系統(tǒng)中插入一種濾波器，可以校正和補(bǔ)償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱(chēng)為均衡器。校正可以從頻域和時(shí)域兩個(gè)不同的角度考慮：在頻域校正稱(chēng)為頻域均衡，它是通過(guò)調(diào)整均衡器使信道和均衡器總的頻譜特性符合理想低通特性或等效低通特性，從而實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾傳輸，若從時(shí)域考慮

24、問(wèn)題，它是以奈氏第一準(zhǔn)則為依據(jù)，通過(guò)調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)，在時(shí)域波形上把畸變了的信號(hào)校正為在取樣點(diǎn)上無(wú)碼間干擾的波形，我們把這種均衡稱(chēng)為時(shí)域均衡。隨著數(shù)字信號(hào)處理理論和超大規(guī)模集成電路的發(fā)展，時(shí)域均衡已成為當(dāng)今高速數(shù)字通信中所使用的主要方法。調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)的方法有手動(dòng)調(diào)整和自動(dòng)調(diào)整。如果接收端知道信道特性，例如信道沖擊響應(yīng)或頻域響應(yīng)，一般采用比較簡(jiǎn)單的手動(dòng)調(diào)整方式。由于無(wú)線通信信道具有隨機(jī)性和時(shí)變性，即信道特性事先是未知的，信道響應(yīng)是時(shí)變的，這就要求均衡器必須能夠?qū)崟r(shí)地跟蹤通信信道的時(shí)變特性，可以根據(jù)信道響應(yīng)自動(dòng)調(diào)整抽頭系數(shù)，我們稱(chēng)這種可以自動(dòng)調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)的均衡器為自適應(yīng)均衡器。1.2

25、 自適應(yīng)均衡的研究發(fā)展概況 均衡技術(shù)最早應(yīng)用于電話(huà)信道，由于電話(huà)信道頻率特性不平坦和相位的非線性引起時(shí)間的彌散，使用加載線圈的均衡方法來(lái)改進(jìn)傳送語(yǔ)音用的雙紋線電纜的特性。20 世紀(jì)60 年代以前, 能消除符號(hào)間干擾對(duì)數(shù)據(jù)傳輸惡化影響的電話(huà)信道均衡由固定均衡器或人工調(diào)整參數(shù)的均衡器完成。由于衰落信道是隨機(jī)時(shí)變的, 故需要研究自適應(yīng)地跟蹤信道時(shí)變特性的均衡器。Lucky對(duì)自適應(yīng)均衡器的研究作了很大的貢歉。1965年,Lucky根據(jù)極小極大準(zhǔn)則提出了一種“迫零自適應(yīng)均衡器”, 用來(lái)自動(dòng)調(diào)整橫向均衡器的抽頭加權(quán)系數(shù),1966 年, 他將此算法推廣到跟蹤方式, 對(duì)自適應(yīng)均衡器的研究做出了很大的貢獻(xiàn)。19

26、65年,DiToro 獨(dú)立的把自適應(yīng)均衡器應(yīng)用于對(duì)抗碼間干擾對(duì)高頻鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊憽?967年,Austin 提出了判決反饋均衡器。1969年, Gersho以及Proakis和Mille使用最小均方誤差準(zhǔn)則獨(dú)立的重新描述了自適應(yīng)均衡器問(wèn)題。1970年,Brady提出分?jǐn)?shù)間隔自適應(yīng)均衡器方案。1972年,Ungerboeck對(duì)采用自適應(yīng)最小均方誤差算法的均衡器的收斂性進(jìn)行了詳細(xì)的分析。1974 年, Godard 應(yīng)用卡爾曼濾波器理論推導(dǎo)出了調(diào)整橫向均衡濾波器抽頭加權(quán)系數(shù)的一種高效算法 快速卡爾曼算法。1978年, Falconer和Ljung介紹了快速卡爾曼算法的一種修正, 從而將其計(jì)算復(fù)

27、雜性簡(jiǎn)化到可與簡(jiǎn)單的LMS算法比較的程度。Satorius和Alexander在1979年、Satorius和Pack在1981年證明了色散信道格型自適應(yīng)均衡器算法的實(shí)用性。 均衡器從結(jié)構(gòu)上可以分為三大類(lèi)即線性、非線性均衡器和格型均衡器，從延遲線抽頭間隔上分為碼元間隔抽頭和分?jǐn)?shù)間隔抽頭均衡器。自適應(yīng)均衡技術(shù)主要有三類(lèi)：線性均衡、判決反饋均衡和最大似然序列估計(jì)（MLSE）。許多濾波器結(jié)構(gòu)都用來(lái)實(shí)現(xiàn)線性和非線性均衡器，而且，每種結(jié)構(gòu)都有許多算法用來(lái)調(diào)整均衡器。如果判決信號(hào)不作為均衡器的反饋信號(hào)，這樣的均衡器稱(chēng)為線性均衡器；相反，如果判決信d(k)在輸出的同時(shí)又被反饋回均衡器的前端,這樣的均衡器叫做

28、非線性均衡器。自適應(yīng)均衡器本質(zhì)上是一個(gè)能夠自動(dòng)對(duì)系數(shù)進(jìn)行調(diào)整的濾波器，自適應(yīng)均衡器由于是對(duì)未知的時(shí)變信道作出補(bǔ)償，因而它需要有特別的算法來(lái)更新系數(shù)，以跟蹤信道的變化。自適應(yīng)算法的研究是很復(fù)雜的，從總體上可分為迫零算法、最小均方(LMS)算法、遞歸最二乘(RLS)算法和盲自適應(yīng)算法。其中抽頭延遲的線性濾波器結(jié)構(gòu)是均衡器結(jié)構(gòu)中最簡(jiǎn)單最常用的模型。盲自適應(yīng)均衡（以下簡(jiǎn)稱(chēng)盲均衡）這一概念最早由日本學(xué)者Satk于1975年提出，它不需要參考信號(hào)來(lái)維持正常的工作和防失鎖現(xiàn)象發(fā)生。因此，在數(shù)字通信系統(tǒng)中可以提高信道效率，同時(shí)獲得更好的均衡性能。盲均衡從根本上避免了參考信號(hào)的使用，收斂范圍大，應(yīng)用范甩圍廣，克

29、服了傳統(tǒng)自適應(yīng)均衡的缺點(diǎn)，從而降低了對(duì)信道和信號(hào)的要求，并簡(jiǎn)化了通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。1.3 本論文的研究?jī)?nèi)容及主要工作第一章簡(jiǎn)單的介紹了自適應(yīng)均衡技術(shù)，以及其發(fā)展概況等 。第二章介紹了信道的特性，碼間干擾及自適應(yīng)均衡的原理和特點(diǎn)。第三章概述了均衡器的各種結(jié)構(gòu)。第四章敘述了Matlab圖像處理的相關(guān)知識(shí)。第五章講述了自適應(yīng)均衡器的實(shí)現(xiàn)。第六章描繪了自適應(yīng)線性均衡器的仿真。第七章為全文作了總結(jié)和展望。2信道、碼間干擾及均衡技術(shù)數(shù)字信號(hào)經(jīng)過(guò)信道的傳輸?shù)竭_(dá)接收端，而實(shí)際上通信信道是一個(gè)特性復(fù)雜的函數(shù)而且還是時(shí)變的。因此接收到的信號(hào)己經(jīng)發(fā)生了嚴(yán)重的畸變從而產(chǎn)生了碼間干擾，自適應(yīng)均衡器能夠補(bǔ)償信道所產(chǎn)生的畸變

30、，并且根據(jù)接收信號(hào)的變化自適應(yīng)算法自動(dòng)調(diào)節(jié)均衡器的抽頭系數(shù)，以跟蹤信道的時(shí)變特性。2.1 信道任何一個(gè)通信系統(tǒng)可視為由發(fā)送設(shè)備、信道與接收設(shè)備三大部分組成。所謂傳輸信道指的是以傳輸媒質(zhì)為基礎(chǔ)的信號(hào)通路。具體的說(shuō)，它是由有線和無(wú)線的電線路提供的信號(hào)通路。它允許信號(hào)通過(guò)同時(shí)又給信號(hào)以限制和損害。按傳輸媒介的不同，物理信道分為有線信道和無(wú)線信道兩大類(lèi)。有線信道包括明線、對(duì)稱(chēng)電纜、同軸電纜以及光纖等。無(wú)線信道有地波傳播、短波電離層反射、超短波或微波無(wú)線電接力、人造衛(wèi)星中繼、散射以及移動(dòng)無(wú)線電信道。在信道中發(fā)生的基本物理過(guò)程是電磁波的傳播如果不管電磁波傳播的具體方式，則可以發(fā)現(xiàn)信道有以下共同特征：(1)

31、所有信道都有輸入端和輸出端，待傳信號(hào)作用在輸入端，而輸出信號(hào)由輸出端送給接收設(shè)備；(2)觀察表明，絕大多數(shù)信道是線性的，亦即輸出和輸入量的關(guān)系滿(mǎn)足疊加原理，但在某些情況下信道可能存在非線性效應(yīng)；(3)信號(hào)通過(guò)信道后能量被衰減，或者說(shuō)傳播過(guò)程中引入了損耗，而且損耗往往是隨時(shí)間變化的；(4)信號(hào)自輸入端到輸出端要經(jīng)歷一定的時(shí)延：(5) 所有信道都存在噪聲或者干擾，也就是說(shuō)，即使沒(méi)有輸入信號(hào)，信道也有輸出。根據(jù)以上描述，可以用一個(gè)如圖2.1所示的四端網(wǎng)絡(luò)來(lái)描述信道的模型，其輸出信號(hào)是 （2-1）式中代表輸人信號(hào)x(t)的線性或者非線性變換，n(t)代表加性噪聲。信道等效模型圖2.1 信道模型在線性條

32、件下，信道的傳輸特性決定于等效四端網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)Hc(w)。在一個(gè)相當(dāng)長(zhǎng)的時(shí)間內(nèi)Hc(w)保持恒定的信道，稱(chēng)為恒參信道；否則稱(chēng)為變參信道。下面分別討論他們的特性及對(duì)數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊憽?.1.1 恒參信道恒參信道的傳輸涵數(shù)可以表示為 （2-2）式中:,代表角頻率;是信道的幅度特性；是信道的相位特性。另外,群時(shí)延定義為 （2-3）任何一個(gè)現(xiàn)實(shí)的信號(hào)都將占據(jù)某一頻帶，即它是由許多不同頻率的分量構(gòu)成的。如果在信號(hào)頻帶內(nèi)，信道的幅度響應(yīng)H(w)不是常數(shù)，信號(hào)的各頻率分量將受到不同的衰減，在輸出端疊加后將發(fā)生波形的畸變或失真，這種失真稱(chēng)為幅度失真。如果在信號(hào)頻帶內(nèi)，(w)不是頻率的線性函數(shù)，即(w)不是常數(shù)

33、，那么信號(hào)的各個(gè)頻率分量通過(guò)信道后將產(chǎn)生不同的時(shí)延，從而引起波形失真。這種失真稱(chēng)為相位失真或群時(shí)延失真。一般說(shuō)來(lái)，信道的帶寬總是有限的。這種帶限信道對(duì)數(shù)字信號(hào)傳輸?shù)闹饕绊懯且鸫a元波形的展寬，從而產(chǎn)生碼間干擾。為了使碼間干擾減少到最少的程度就需要采用自適應(yīng)均衡技術(shù)。2.1.2 變參信道 信道的傳輸特性一般都是隨時(shí)間變化的。這些變化可以分為慢變化(或稱(chēng)長(zhǎng)期變化）和快變化（或稱(chēng)短期變化）。慢變化和快變化沒(méi)有十分明確的分界，但一般認(rèn)為在5 分鐘或更長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)才顯現(xiàn)的變化屬于慢變化，而在分秒間顯現(xiàn)的變化屬于快變化。 兩種變化的原因是截然不同的。慢變化是與傳播條件（如對(duì)流層氣象條件，電離層的狀態(tài)等）的變

34、化相關(guān)聯(lián)的。而快變化，又稱(chēng)為快衰落，表現(xiàn)為接收信號(hào)振幅和相位的隨機(jī)起伏，起源于電波的多徑傳播。（1） 兩條射線的多徑為了便于明確多徑傳播效應(yīng)，首先討論雙射線多徑信道。設(shè)第二條射線相對(duì)于第一條射線的時(shí)延為： ，這里是的平均值,是中隨時(shí)間變化的部分。一般來(lái)說(shuō)是細(xì)微的，但它足以引起射頻相位的顯著變化。如果不考慮信道的固定衰減，則可得到如圖2.2所示的信道等效模型，圖中1 表示第一條射線，2 表示第二條射線，是第二條射線相對(duì)于第一條射線的幅度比.顯然信道等效模型的傳輸函數(shù)為 （2-4）式中。由式,經(jīng)過(guò)一些代數(shù)運(yùn)算可得信道的擺幅特性和群時(shí)延特性分別為 （2-5） （2-6）+輸入輸出21圖2.2雙射線信

35、道等效模型由式(2-5)可以看出，當(dāng)時(shí)，出現(xiàn)幅度谷點(diǎn)。相應(yīng)有 （2-7） （2-8）當(dāng)時(shí),出現(xiàn)幅度峰值，相應(yīng)有 （2-9） （2-10）因?yàn)槭请S時(shí)間變化的,故峰值和谷點(diǎn)在頻率軸上的未知也將隨著時(shí)間不斷移動(dòng)。信道的這種時(shí)變特性對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊懣煞譃橄铝袃煞N情況：窄帶信號(hào)：這是指信號(hào)頻帶的情況。窄帶信號(hào)通過(guò)信道后，則頻率分量的幅度和相位一致的（或相關(guān)的）隨時(shí)間變化，因而波形不會(huì)失真，這種情形稱(chēng)為平坦衰落。主要問(wèn)題是信號(hào)電平隨機(jī)起伏，在某些時(shí)間下降到指定的門(mén)限以下，甚至導(dǎo)致通信暫時(shí)中斷。此外，衰落引起的相位隨機(jī)抖動(dòng)對(duì)于某些傳輸系統(tǒng)也是必須考慮的因素寬帶信號(hào):由圖2.3 可知，當(dāng)信號(hào)帶寬與可相比較時(shí)，

36、信號(hào)的各頻率分量將經(jīng)受不相關(guān)的衰落，這就是所胃的頻率選擇性衰落。它的主要影響是引起信號(hào)波形失真。對(duì)于數(shù)字通信來(lái)說(shuō)，其主要危害是造成碼間干擾。 由前面的分析可以知道，引起快衰落的主要原因是路徑時(shí)延差。因 的細(xì)小變化就會(huì)使射頻信號(hào)變化弧度，兩條射線時(shí)而同相相加，時(shí)而反相抵消，故合成信號(hào)的幅度發(fā)生大起大落。但衰落的深度及領(lǐng)率選擇性決定于幅度比與時(shí)延差的均值.r越接近于1，衰落深度越大.越大，色散（各頻率分量傳播速度不同）越嚴(yán)重，信道允許通過(guò)的信號(hào)頻帶越低。（2）N 條射線的多徑 設(shè)信道輸入為 ( 幅度為1 的正弦波），則信道的輸出為 （2-11）式中,分別是第條射線的幅度和相位。考慮到 （2-12）

37、 （2-13）且有理由假定是與時(shí)間無(wú)關(guān)的常數(shù)，式(2-11)可變成 （2-14）式中，而對(duì)信號(hào)傳輸是無(wú)影晌的，故可得信道傳輸函數(shù)為 （2-15） 這里,.而 （2-16） （2-17）從某一時(shí)刻去觀察，,均為N 個(gè)零均值獨(dú)立的隨機(jī)變量之和。當(dāng)N 很大時(shí)，由中心極限定理，將服從一維正態(tài)分布。由概率論知識(shí)可知，在這種情況下信號(hào)的幅度A 將服從瑞利分布，相位將服從均勻分布，即有 （2-18） （2-19）上兩式中分別代表信道輸出信號(hào)幅度和相位的概率密度，而等于正態(tài)隨機(jī)變量方差，即。許多信道（例如散射信道、移動(dòng)信道）都包含大量的傳播路徑，因此接收信號(hào)的幅度往往服從瑞利分布這種快衰落常常稱(chēng)為瑞利衰落。2

38、2 通信信道的仿真模型前面討論了恒參信道和隨參信道傳輸特性以及對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊?。除此之?信道的加性嗓聲同樣會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸產(chǎn)生影響。加性操聲與信號(hào)獨(dú)立，并且始終存在，實(shí)際中只能采取措施減少加性噪聲的影響，而不能徹底消除加性噪聲。各種加性噪聲都可以認(rèn)為是一種起伏噪聲，且功率譜密度在很寬的范圍內(nèi)都是常數(shù)。因此，通常近似認(rèn)為通信系統(tǒng)的噪聲是加性高斯白噪聲(AWGN)，其雙邊功率譜密度為 （2-20）自相關(guān)函數(shù)為 （2-21）式（2-21）說(shuō)明，零均值高斯白嗓聲在任意兩個(gè)不同時(shí)刻的取值是不相關(guān)的，因而也是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的。通信信道模型如圖2.3所示，發(fā)射端發(fā)送的信號(hào)經(jīng)過(guò)信道傳送時(shí)，首先受信道傳輸?shù)挠绊?，再?jīng)由

39、加性高斯白噪聲(AWGN)惡化，便成為接收端所收到的信號(hào)。信道+圖2.3 通信信道仿真模型信號(hào)s(t)經(jīng)過(guò)這祥一個(gè)信道濾波器，再和加性高斯白噪聲（AWGN）相疊加,AWGN采用均值為零的隨機(jī)復(fù)數(shù)序列形式，經(jīng)過(guò)疊加的信號(hào)可以認(rèn)為是接收端的接收信號(hào)r(t)，接下來(lái)就是對(duì)接收信號(hào)r(t)進(jìn)行均衡，其目的是恢復(fù)發(fā)送端的發(fā)射信號(hào)s(t)。2.3 碼間干擾由前面的討論可知，大多數(shù)物理信道不僅是帶限，而且還會(huì)使信號(hào)產(chǎn)生失真，而失真對(duì)于數(shù)字通信來(lái)說(shuō)最大的危害就是產(chǎn)生碼間干擾，使得判決器發(fā)生誤判，從而系統(tǒng)誤碼率上升。在加性高斯白噪聲（AWGN）信道中實(shí)現(xiàn)信號(hào)的全通或者非色散幾乎是不可能的。根據(jù)圖2.3 ，可以得

40、出常用的通信信道數(shù)學(xué)模型為 （2-22）式中s(t)是傳輸信號(hào)，是信道的沖擊響應(yīng)，是功率譜為的加性高斯白噪聲。實(shí)質(zhì)上，我們是將信道的色散特性建模為一個(gè)線性濾波器氣。最簡(jiǎn)單的色散信道是沖激響應(yīng)為理想低通濾波的帶限信道，傳輸信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器會(huì)在時(shí)域波形的邊緣產(chǎn)生模糊使一個(gè)碼元擴(kuò)展到相鄰的碼元從而產(chǎn)生碼間干擾(ISI),結(jié)果會(huì)惡化通信系統(tǒng)的誤碼性能.一個(gè)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的數(shù)字通信系統(tǒng)可以簡(jiǎn)化為如圖2.4 所示的模型。發(fā)送濾波器 信道 接收濾波器 抽樣判決器 圖示2.4數(shù)字通信系統(tǒng)等效模型 圖中,為發(fā)送濾波器的輸入符號(hào)序列,在二進(jìn)制情況下,取值為0,1或-1,+1.為了便于分析方便,假設(shè)所對(duì)應(yīng)的信號(hào)的間隔為,

41、強(qiáng)度由決定的單位沖擊序列,即 （2-23）此信號(hào)激勵(lì)發(fā)送濾波器時(shí),發(fā)送濾波器的輸出信號(hào)為 （2-24）式中， ”是卷積符號(hào)；是單個(gè)作用下形成的發(fā)送波形，即發(fā)送濾放器的單位沖擊響應(yīng)。若發(fā)送濾波器的傳輸特性為，則由下式?jīng)Q定 （2-25）若再假設(shè)信道的轉(zhuǎn)輸特性為，接收濾波器的傳輸特性為，則圖2.7所示的數(shù)字通信系統(tǒng)的總傳輸特性為 （2-26）其單位沖擊響應(yīng)為 （2-27）是單個(gè)作用下，形成的輸出波形。因此在序列作用下，接收濾波器輸出信號(hào)可表示為 （2-28）式中，是加性噪聲經(jīng)過(guò)接收濾波器后輸出的噪聲。抽樣判決器對(duì)進(jìn)行抽樣判決，以確定所傳輸?shù)臄?shù)字信息序列。例如我們要對(duì)第個(gè)碼元進(jìn)行判決，應(yīng)在時(shí)刻上（是信

42、道和接收濾波器所造成的延遲）對(duì)進(jìn)行抽樣，由式(2-28)得 （2-29） 式中，第一項(xiàng)是第個(gè)碼元波形的抽樣值，它是確定的依據(jù)。第二項(xiàng)是除第個(gè)碼元以外的其他碼元的波形在第個(gè)抽樣時(shí)刻上的總和，它對(duì)當(dāng)前碼元的判決起著干擾的作用，所以稱(chēng)為碼間干擾值。由于是以概率出現(xiàn)的，所以通常碼間干擾值是一個(gè)隨機(jī)變量。第三項(xiàng)是輸出嗓聲在抽樣時(shí)刻的值，它是一種隨機(jī)于擾，也要影響對(duì)第k 個(gè)碼元的正確判決。 由于碼間干擾和隨機(jī)嗓聲的存在，當(dāng)加到判決電路時(shí)，對(duì)取值的判決可能判對(duì)，也可能判錯(cuò)。例如在二進(jìn)制數(shù)字通信中，的可能取值為“0”或“1” ，判決電路的判決門(mén)限為，且判抉規(guī)則為當(dāng)時(shí),判；當(dāng)顯然，只有當(dāng)碼間干擾值和嗓聲足夠小的

43、時(shí)候，才能基本保證上述判決的正確，否則有可能發(fā)生錯(cuò)判，造成誤碼。因此，為了使誤碼率盡可能的小，必須最大限度的減少碼間干擾和隨機(jī)噪聲的影響。由式（2-29）可知若想消除碼間干擾，應(yīng)該有 （2-30）由于是隨機(jī)的，要想通過(guò)各項(xiàng)相互抵消使碼間干擾為0是不行的，這就需要對(duì)的波形提出要求，如果相鄰碼元的前一個(gè)碼元的波形到達(dá)后一個(gè)碼元抽樣判決時(shí)刻時(shí)己經(jīng)衰減到O,就能滿(mǎn)足要求。但這樣的波形不易實(shí)現(xiàn)，因?yàn)閷?shí)際中的波形有很長(zhǎng)的“拖尾”，也正是由于每個(gè)碼元的“拖尾”造成對(duì)相鄰碼元的干擾，但只要讓它在等后面碼元抽樣時(shí)刻上正好為0,就能消除碼間干擾。這也是消除碼間干擾的基本思想 由和之間的關(guān)系可知，如何形成合適的波形

44、，實(shí)際上就是如何設(shè)計(jì)特性的問(wèn)題。在不考慮噪聲的情況下，假設(shè)信道和接收濾波器所造成的延遲時(shí)，無(wú)碼間干擾的系統(tǒng)沖擊響應(yīng)應(yīng)該滿(mǎn)足下式： (2-31)式（2-31）說(shuō)明無(wú)碼間干擾的數(shù)字通信系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)除t=0時(shí)刻取值不為0外，其他抽樣時(shí)刻t = k上的抽樣值均為0.由h(t)和H(w）之間的關(guān)系可以推導(dǎo)出H(w）滿(mǎn)足如下關(guān)系式： (2-32)該條件稱(chēng)為奈奎斯特第一準(zhǔn)則。它為我們提供了檢驗(yàn)一個(gè)給定系統(tǒng)特性H(w)是否產(chǎn)生碼間干擾的方法。2.4 自適應(yīng)均衡的原理和特點(diǎn)理論和實(shí)踐證明，在數(shù)字通信系統(tǒng)中插入一種可調(diào)濾波器可以校正和補(bǔ)償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱(chēng)為均衡器。發(fā)送濾波器

45、信道+接收濾波器抽樣判決器均等器圖2.5帶均衡器的數(shù)字通信系統(tǒng)的等效模型由圖2.5可知,整個(gè)數(shù)字通信系統(tǒng)總的傳輸特性為 （2-33）通常將發(fā)送濾波器和接收濾波器設(shè)計(jì)成匹配的，而均衡器用來(lái)補(bǔ)償信道的畸變，即均衡器的傳輸函數(shù)滿(mǎn)足： （2-34）均衡器通常是用濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，使用濾波器來(lái)補(bǔ)償失真的脈沖，判決器得到的解調(diào)輸出樣本，是經(jīng)過(guò)均衡器修正過(guò)的或者清除了碼間干擾之后的樣本。自適應(yīng)均衡器直接從傳輸?shù)膶?shí)際數(shù)字信號(hào)中根據(jù)某種算法不斷調(diào)整增益，因而能適應(yīng)信道的隨機(jī)變化，使均衡器總是保持最佳的工作狀態(tài)，從而有更好的失真補(bǔ)償性能。自適應(yīng)均衡器一般包含兩種工作模式，即訓(xùn)練模式和跟蹤模式。首先，發(fā)射機(jī)發(fā)射一個(gè)已

46、知的定長(zhǎng)的訓(xùn)練序列，以便接收機(jī)處的均衡器可以做出正確的設(shè)置。典型的訓(xùn)練序列是一個(gè)二進(jìn)制偽隨機(jī)信號(hào)或是一串預(yù)先指定的數(shù)據(jù)位，而緊跟在訓(xùn)練序列后被傳送的是用戶(hù)數(shù)據(jù)，接收機(jī)處的均衡器將通過(guò)遞歸算法來(lái)評(píng)估信道特性，并且修正濾波器系數(shù)以對(duì)信道作出補(bǔ)償。在設(shè)計(jì)訓(xùn)練序列時(shí)，要求做到即使在最差的信道條件下，均街器也能通過(guò)這個(gè)訓(xùn)練序列獲得正確的濾波系數(shù)。這樣就可以在收到訓(xùn)練序列后，使得均衡器的濾波系數(shù)已經(jīng)接近于最佳值。而在接收數(shù)據(jù)時(shí)，均衡器的自適應(yīng)算法就可以跟蹤不斷變化的信道，自適應(yīng)均衡器將不斷改變其濾波特性。均衡器從調(diào)整參數(shù)至形成收斂，整個(gè)過(guò)程是均衡器算法、結(jié)構(gòu)和通信變化率的函數(shù)。為了能有效的消除碼間干擾，均

47、衡器需要周期性的做重復(fù)訓(xùn)練。在數(shù)字通信系統(tǒng)中用戶(hù)數(shù)據(jù)是被分為若千段并被放在相應(yīng)的時(shí)間段中傳送的，每當(dāng)收到新的時(shí)間段，均衡器將用同祥的訓(xùn)練序列進(jìn)行修正。均衡器一般被放在接收機(jī)的基帶或中頻部分實(shí)現(xiàn)，基帶包絡(luò)的復(fù)數(shù)表達(dá)式可以描述帶通信號(hào)波形，所以信道響應(yīng)、解調(diào)信號(hào)和自適應(yīng)算法通常都可以在基帶部分被仿真和實(shí)現(xiàn)。2.5 本章小結(jié)由于信道的非理想特性是產(chǎn)生碼間干擾的主要因素，因此本章首先分析了各種通信信道的特性，在此基礎(chǔ)上提出了通信信道的數(shù)學(xué)(仿真)模型.為了能更加有效的抑制碼間干擾,分析了碼間于擾產(chǎn)生的機(jī)理以及無(wú)碼間干擾的條件。簡(jiǎn)要介紹了均衡的概念，給出了帶均衡器的數(shù)字通信等效模型，以后各章的仿真和分析

48、都以此等效模型為基礎(chǔ)。概述了自適應(yīng)均衡的一般原理和特點(diǎn)。3 均衡器的結(jié)構(gòu)均衡技術(shù)可以分為兩大類(lèi)：線性和非線性均衡。這些種類(lèi)是由自適應(yīng)均衡器的輸出接下來(lái)是如何控制均衡器來(lái)劃分的。判決器決定了接收數(shù)字信號(hào)比特的值并應(yīng)用門(mén)限電平來(lái)決定的值。如果在反饋路徑中調(diào)整均衡器，均衡器就是線性的。另一方面，如果d (t）反饋回來(lái)調(diào)整均衡器，則為非線性均衡。線性均衡器包括線性橫向均衡器、線性格型均衡器等等，非線性均衡器包括判決反饋均衡器、最大似然序列均衡器等等，在這里主要介紹實(shí)際中應(yīng)用較廣的線性橫向均衡器、線性格型均衡器、判決反饋均衡器及分?jǐn)?shù)間隔均衡器。 時(shí)域均衡器可以分兩大類(lèi)：線性均衡器和非線性均衡器。如果接收

49、機(jī)中判決的結(jié)果經(jīng)過(guò)反饋用于均衡器的參數(shù)調(diào)整，則為非線性均衡器；反之，則為線性均衡器。在線性均衡器中，最常用的均衡器結(jié)構(gòu)是線性橫向均衡器，它由若干個(gè)抽頭延遲線組成，延時(shí)時(shí)間間隔等于碼元間隔 。非線性均衡器的種類(lèi)較多，包括判決反饋均衡器(DFE)、最大似然(ML)符號(hào)檢測(cè)器和最大似然序列估計(jì)等。均衡器的結(jié)構(gòu)可分為橫向和格型等。因?yàn)楹芏鄶?shù)字通信系統(tǒng)的信道(例如無(wú)線移動(dòng)通信信道)特性是未知和時(shí)變的，要求接收端的均衡器必須具有自適應(yīng)的能力。所以，均衡器可以采用自適應(yīng)信號(hào)處理的相關(guān)算法，以實(shí)現(xiàn)高性能的信道均衡，這類(lèi)均衡器稱(chēng)為自適應(yīng)均衡器。按照抽樣間隔的不同，均衡器還可以分為碼元間隔均衡器和分?jǐn)?shù)間隔均衡器。

50、實(shí)際中碼元間隔均衡器使用比較多，但是性能上卻不如分?jǐn)?shù)間隔均衡器的好。本章在最后闡述分?jǐn)?shù)間隔均衡器，并和碼元間隔均衡器在性能上加以比較，給出一個(gè)例子并對(duì)其做了計(jì)算機(jī)仿真。3.1 線性橫向均衡器（LTE）橫向(時(shí)間延遲或遞歸) 均衡器是自適應(yīng)均衡發(fā)展方案中的最簡(jiǎn)單形式。在實(shí)際應(yīng)用中為使參數(shù)調(diào)整得以順利進(jìn)行, 把輸出信號(hào)進(jìn)行判決所得的估計(jì)信號(hào)作為理想信號(hào), 這樣, 整個(gè)數(shù)字均衡器成了一個(gè)非線性系統(tǒng), 其收斂性分析相當(dāng)麻煩, 但在信道畸變不是特別嚴(yán)重的情況下, 其收斂域能夠得到保證, 可以用線性系統(tǒng)的分析方法對(duì)其進(jìn)行分析。線性橫向均衡器是自適應(yīng)均衡方案中最簡(jiǎn)單的形式，它的基本框圖如圖3.1 所示。圖中

51、，輸入信號(hào)的將來(lái)值、當(dāng)前值及過(guò)去值，均被均衡器時(shí)變抽頭系數(shù)進(jìn)行線性加權(quán)求和后得到輸出，然后根據(jù)輸出值和理想值之間的差別按照一定的自適應(yīng)算法調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)。在實(shí)際應(yīng)用中，期望信號(hào)是未知的，否則也就失去了通信的意義。為使參數(shù)調(diào)整得以順利進(jìn)行，一種折中的方法是把由輸出信號(hào)進(jìn)行判決所得的估計(jì)信號(hào)作為期望信號(hào),事實(shí)上，在這種情況下，整個(gè)數(shù)字均衡器已經(jīng)成了一個(gè)非線性系統(tǒng)，因?yàn)槠涫諗刻匦缘姆治鍪窍喈?dāng)繁難的。但是在信道畸變不是異乎尋常的嚴(yán)重的情況下，其收斂性是可以得到保證的。.圖3.1線性橫向均衡器令表示圖3.1中線性橫向均衡器中濾波系數(shù)的矢量,也就是；表示均衡器輸入信號(hào)矢量,則輸出信號(hào)可表示為 (3-1

52、)式中上角“T”表示矩陣的轉(zhuǎn)置.由式(3-1)可以看出，輸出序列的結(jié)果與輸入信號(hào)矢量和均衡器系數(shù)矢量有關(guān)。輸入信號(hào)矢量是由信號(hào)的畸變，即由信道特性的變化來(lái)決定的；均衡器系數(shù)矢量應(yīng)根據(jù)信道特性的改變進(jìn)行設(shè)計(jì)，使輸出序列抽樣點(diǎn)碼間干擾為零。經(jīng)過(guò)推導(dǎo)可得線性橫向均衡器系數(shù)矢量完全由信道的傳遞函數(shù)來(lái)確定。如果信道特性發(fā)生了變化，相應(yīng)的系數(shù)矢量也應(yīng)隨之變化，這樣才能保證均衡后在抽樣時(shí)刻上無(wú)碼間千擾。假設(shè)期望信號(hào)為，則誤差輸出序列為 （3-2）顯然，自適應(yīng)均衡器的原理是用誤差序列按照某種準(zhǔn)則和算法對(duì)其系數(shù)進(jìn)行調(diào)整，最終使自適應(yīng)均衡器的代價(jià)目標(biāo)）涵數(shù)最小化，達(dá)到最佳均衡的目的。實(shí)際使用中，均衡器系數(shù)可通過(guò)迫

53、零準(zhǔn)則(MMSE)獲得。對(duì)于迫零準(zhǔn)則，調(diào)整均衡器系數(shù)使穩(wěn)定后的所有樣值沖擊響應(yīng)具有最小的碼間干擾；而MMSE準(zhǔn)則的均衡器系數(shù)調(diào)整是為了使期望信號(hào)和均衡器輸出信號(hào)之間的均方誤差最小。無(wú)論是基于MMSE準(zhǔn)則還是迫零準(zhǔn)則無(wú)限抽頭的線性橫向均衡器在無(wú)嗓情況下直觀上都是信道的逆濾波器，如果考慮噪聲兩種準(zhǔn)則間會(huì)有差別。在MMSE準(zhǔn)則下，均衡器抽頭對(duì)加性嗓聲和信道畸變均進(jìn)行補(bǔ)償，補(bǔ)償包括相位和幅度兩個(gè)方面；而基于迫零準(zhǔn)則的LTE忽略噪聲的影響。線性橫向均衡器最大的優(yōu)點(diǎn)就在于其結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，因此在各種數(shù)字通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。但是其結(jié)構(gòu)決定了兩個(gè)難以克服的缺點(diǎn)：其一就是噪聲的增強(qiáng)會(huì)使線性橫向均

54、衡器無(wú)法均衡具有深度零點(diǎn)的信道為了補(bǔ)償信道的深度零點(diǎn)，線性橫向均衡器必須有高增益的頻率響應(yīng)，然而同時(shí)無(wú)法避免的也會(huì)放大噪聲；另一個(gè)問(wèn)題是線性橫向均衡器與接收信號(hào)的幅度信息關(guān)系密切而幅度會(huì)隨著多徑衰落信道中相鄰碼元的改變而改變，因此濾波器抽頭系數(shù)的調(diào)整不是獨(dú)立的。由于以上兩點(diǎn)線性橫向均衡器在畸變嚴(yán)重的信道和低信噪比(SNR)環(huán)境中性能較差，而且均衡器的抽頭調(diào)整相互影響，從而需要更多的抽頭數(shù)目。 3.2 線性格型均衡器（LLE）格型濾波器(Laltice Filter)最早是由Makhoul于1977年提出的，所采用的方法在當(dāng)時(shí)被稱(chēng)為線性預(yù)測(cè)的格型方法，后被稱(chēng)為格型濾波器。這種格型濾波器具有共扼對(duì)

55、稱(chēng)的結(jié)構(gòu)：前向反射系數(shù)是后向反射系數(shù)的共扼。格型濾波器最突出的特點(diǎn)是局部相關(guān)聯(lián)的模塊化結(jié)構(gòu)。格型系數(shù)對(duì)于數(shù)值擾動(dòng)的低靈敏型，以及格型算法對(duì)于信號(hào)協(xié)方差矩陣特征值擴(kuò)散的相對(duì)惰性，使得其算法具有快速收斂和優(yōu)良數(shù)值特性。因?yàn)閷?shí)際中，信道特性無(wú)法知道，所以也就難以估計(jì)需要的濾波器階數(shù)。而用格型濾波器作為自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)時(shí)，可以動(dòng)態(tài)的調(diào)整自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)以滿(mǎn)足實(shí)際的均衡需求而不必重新設(shè)定均衡器的階數(shù)和重新啟動(dòng)自適應(yīng)算法。如圖3.2 所示為格型均衡器的結(jié)構(gòu)框圖，輸入信號(hào)被轉(zhuǎn)換成一組N 階的前向和反向誤差信號(hào),用作加法器的輸入,用于計(jì)算更新系數(shù)，格型濾波器的每一步可用下面的式子表征: (3-3) (3-

56、4) (3-5).圖3.2 線性格型均衡器其中是格型濾波器第步的反射系數(shù)。反饋誤差信號(hào)用作衡量均衡器的抽頭系數(shù)。令均衡器抽頭系數(shù)矢量為反饋誤差信號(hào)矢量，即則均衡器的輸出可表示為 (3-6)同時(shí)可得調(diào)整自適應(yīng)算法的誤差序列為 （3-7）格型均衡器由于在動(dòng)態(tài)調(diào)整階數(shù)的時(shí)候不需要重新啟動(dòng)自適應(yīng)算法，因而在無(wú)法大概估計(jì)信道特性的時(shí)候非常有利，可以利用格型均衡器的逐步迭代而得到最佳的階數(shù)，另外格型均衡器有著優(yōu)良的收斂特性和數(shù)值穩(wěn)定性，這些都有利于在高速的數(shù)字通信和深度衰落的信道中使用格型均衡器。但是如前面所討論的那樣，格型均衡器的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)起來(lái)困難，從而限制了格型均衡器在數(shù)字通信中的應(yīng)用。3.3

57、 判決反饋均衡器（DFE） 諸如劃LTE的線性均衡器為了補(bǔ)償信道的深度零點(diǎn)而增大增益從而也放大了噪聲，因此在有深度譜零點(diǎn)的帶通信道中線性均衡器性能不佳。然而對(duì)于這樣的惡劣信道，判決反饋均衡器出于存在著不受噪聲增益影響的反饋部分因而性能優(yōu)于線性橫向均衡器。判決反饋均衡的基本方法就是一旦信息符號(hào)經(jīng)檢測(cè)和判決以后，它對(duì)隨后信號(hào)的干擾在其檢測(cè)之前可以被估計(jì)并消減。其結(jié)構(gòu)如圖3.3所示。包括兩個(gè)抽頭延遲濾波器：一個(gè)是前向?yàn)V波器（FFF），另一個(gè)是反向?yàn)V波器(FBF)。 。判決器。圖3.3判決反饋均衡器FFF的輸入是接收濾波器的輸出。其作用和原理與前面討論的線性橫向均衡器類(lèi)似;FBF的輸入是判決器的先前輸出，其系數(shù)可以通過(guò)調(diào)整減弱當(dāng)前估計(jì)中的碼間干擾。其中FFF 抽頭系數(shù)的個(gè)數(shù)為L(zhǎng) 而FBF抽頭系數(shù)的個(gè)數(shù)為M.令FFF的抽頭系數(shù)的矢量為的抽頭系數(shù)矢量為兩濾波器組合抽頭系數(shù)矢量則 (3-8)同時(shí)再令FFF的輸入信號(hào)矢量為為判決器的輸出信號(hào)，則FBF每級(jí)延遲得到的信號(hào)矢量為