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1、第 6章 諧振開(kāi)關(guān)電路 6.1 開(kāi)關(guān)模式變換與諧振開(kāi)關(guān)模式 電力電子器件在開(kāi)關(guān)過(guò)程中同時(shí)存在著較高的電壓和電流 ， 導(dǎo)致 較大的開(kāi)關(guān)損耗；同時(shí)由于電壓和電流的變化過(guò)快 ， 也會(huì)使波形 出現(xiàn)明顯的過(guò)沖 ， 產(chǎn)牛開(kāi)關(guān)噪聲 。 開(kāi)關(guān)損耗隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高 而增加 ， 使電路效率下降 ， 最終阻礙開(kāi)關(guān)頻率的進(jìn)一步提高 。 開(kāi)關(guān)模式下器件的端電壓、電流和功率損耗的波形 為降低器件的開(kāi)關(guān)損耗 ， 通常加入 RCD緩沖電路 。 加入緩沖電路 后減少了器件的開(kāi)關(guān)損耗 。 但實(shí)際上 ， 總的損耗并沒(méi)有降低 ， 只 是器件的部分損耗轉(zhuǎn)移到緩沖電路中了 。 不同開(kāi)關(guān)模式下在開(kāi)關(guān)過(guò)程中器件的電壓電流的軌跡曲線 諧振開(kāi)
2、關(guān)變換器中的開(kāi)關(guān)器件在零電壓或零電流條件下進(jìn)行狀態(tài) 轉(zhuǎn)變 ， 改善了開(kāi)關(guān)器件在導(dǎo)通和關(guān)斷過(guò)程的工作條件 ， 因此顯著 地降低了器件的開(kāi)關(guān)損耗 ， 可以提高了器件的開(kāi)關(guān)頻率 。 圖給出 了在諧振開(kāi)關(guān)模式下器件的電壓電流的軌跡曲線 。 諧振開(kāi)關(guān)技術(shù)可以使器件的開(kāi)關(guān)損耗降到很小 ， 因而也可以提高 電力電子器件的開(kāi)關(guān)頻率 ， 提高裝置的效率和減少體積 。 目前數(shù) 兆赫的諧振開(kāi)關(guān)電源已經(jīng)問(wèn)世 ， 功率密度可達(dá)每立方英寸 30- 50W， 效率大于 80 。 6.2 諧振 開(kāi)關(guān) 變換器的分類 根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和諧振開(kāi)關(guān)方法將諧振變換器劃分為如下幾種變換器模式 。 1. 負(fù)載諧振變換器 諧振電路既可采用串聯(lián)
3、L-C諧振電路 ， 也可采用并聯(lián) L-C諧振電路 。 通 過(guò) L-C的諧振 ， 使變換器的開(kāi)關(guān)在零電壓與 /或零電流時(shí)通斷 。 通過(guò)控 制諧振電路的阻抗控制流向負(fù)載的功率 ， 故稱之為負(fù)載諧振變換器 。 2. 準(zhǔn)諧振開(kāi)關(guān)變換器 L-C諧振能夠提供給變換器上的電力電子器件合適的開(kāi)關(guān)電壓與電流 波形 ， 使器件在零電壓與或零電流下通斷 。 準(zhǔn)諧振式變換器主要分 為零電流開(kāi)關(guān) (ZCS)準(zhǔn)諧振變換器和零電壓開(kāi)關(guān) (ZVS)準(zhǔn)諧振變換器 3. 零開(kāi)關(guān) PWM變換器 零開(kāi)關(guān) PWM變換器在準(zhǔn)諧振變換器上加入一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管控制諧振過(guò)程 ， 僅在主開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)才驅(qū)動(dòng)輔助開(kāi)關(guān)管 ， 諧振電路工作 ， 使
4、主開(kāi) 關(guān)管在零電壓開(kāi)通或零電流關(guān)斷 。 由于可以控制諧振電路的工作時(shí)刻 ， 因此變換器可按恒定頻率 PWM方式改變占空比 ， 改變輸出電壓 。 4. 諧振直流環(huán)逆變器 在常規(guī)的開(kāi)關(guān)型 PWM直流 -交流逆變器中 ， 逆變器輸入電壓 Ud是一個(gè)幅 值固定的直流電 。 在諧振直流環(huán)逆變器中 ， 在輸入直流電源和逆變器之 間加入諧振電路 ， 利用 L-C諧振使逆變器的輸入電壓圍繞 Ud形成振蕩 ， 使逆變器輸入電壓在某限定時(shí)間內(nèi)為零 ， 在這段時(shí)間內(nèi)控制電力電子器 件通斷的狀態(tài) ， 從而實(shí)現(xiàn)了零電壓通斷 。 6.3 準(zhǔn)諧振開(kāi)關(guān)變換器 零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振 Buck變換器 (ZCS-QRC)有 L型和 M
5、型 2種 ， 在 L型準(zhǔn) 諧振變換器中 ， 若開(kāi)關(guān)器件只允許電流單向流通 ， 則零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn) 諧振變換器工作于 “ 半波模式 ” ， 其電路如圖 (a)所示；若開(kāi)關(guān)器件 允許電流雙向流通 ， 則零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器工作于 “ 全波模 式 ” ， 其電路如圖 (b)所示 ， 在零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器中 ， 諧振電 容 Cr與二極管 VD并聯(lián) ， 而諧振電感 Lr與開(kāi)關(guān)管串聯(lián) 。 6.3.1 零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器 在 T0時(shí)刻以前 ， 開(kāi)關(guān)管 VT處于關(guān)斷狀態(tài) ， 輸出濾波電感 L與二極 管 VD構(gòu)成續(xù)流通道 ， 流過(guò)負(fù)載電流 Io。 諧振電感 Lr中的電流為 0， 諧振電容 Cr電壓也為 0
6、。 1. 電感充電階段 T0， T1 在 t T0時(shí)刻 ， 開(kāi)關(guān)管 VT開(kāi)通 ， VT上的電壓迅速下降到零后 ， 諧振 電感中的電流開(kāi)始按直線上升 ， 直 到 t=T1。 等值電路如圖 (c) 所示 。 2. 諧振階段 T1， T2 在 t T1時(shí) ， 諧振電感 Lr中的電流 iLr Io， 二極管 VD在零電壓下關(guān) 斷 。 Lr和 Cr進(jìn)入諧振狀態(tài) ， Lr中的電流 iLr繼續(xù)增加 ， 諧振電容 Cr的 充電電流是 (iLr-Io)。 當(dāng) Lr電流下降到 iLrIo時(shí) ， Cr放電 ， 放電電流逐 漸增大 ， 而 iLr仍逐漸減少 。 等值電路如圖 (d) 所示 。 3. 電容放電階段 T2
7、， T3 對(duì)于半波工作模式 ， 在 t T2時(shí) ， iLr 0， 開(kāi)關(guān)管 VT自然關(guān)斷 ， 這 時(shí)諧振電容 Cr通過(guò)負(fù)載放電 ， 并維持放電電流為 Io， 因此 Cr上的電 壓線性下降 。 在 t T3之后 ， 電容電壓下降到零 。 等值電路如圖 (e) 所示 。 4. 續(xù)流階段 T3， T4 在 t T3時(shí)刻 ， 諧振電容 Cr上的電壓下降到零 ， 續(xù)流二極管 VD在 零電壓下導(dǎo)通 ， 負(fù)載電流 Io通過(guò)二極管 VD續(xù)流 。 等值電路如圖 (f) 所示 。 L型零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器半波模式的工作波形如圖所示。 在 ZCS中，要求開(kāi)關(guān)通過(guò) 一個(gè)比負(fù)載電流 Io大 Ud/Zr 的峰值電流。開(kāi)關(guān)
8、在零電 流時(shí)自然關(guān)斷，負(fù)載電流 Io 不應(yīng)超過(guò) Ud/Zr。所以這里 有一個(gè)限制，即負(fù)載電阻 可以低到什么程度的問(wèn)題。 通過(guò)與開(kāi)關(guān)反并聯(lián)一個(gè)二 極管，可使輸出電壓對(duì)于 負(fù)裁變化不再那么敏感。 ZCS QRC也可以應(yīng)用于 Boost變換器 ， 其電路原理圖如圖所示 。 在 開(kāi)關(guān)管 VT斷開(kāi)狀態(tài)諧振電感 Lr電流為零 。 在開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí) ， 電流逐 漸上升 ， 實(shí)現(xiàn)零電流導(dǎo)通；電容 Cr、 電感 Lr、 開(kāi)關(guān)管 VT和電源諧振 ， 電感電流 iLr按正弦變化 ， 當(dāng) iLr諧振到由零變負(fù)時(shí) ， 二 極管 VDr導(dǎo)通 ， 開(kāi)關(guān)管 VT斷 流 ， 具有零電流關(guān)斷條件 ， 去除開(kāi)關(guān)管 VT驅(qū)動(dòng)信號(hào) ，
9、VT 在零電流下關(guān)斷 。 零電壓開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振 Buck變換器 (ZVS-QRC)也有全波模式和半波模式 2 種電路 。 若開(kāi)關(guān)器件只能承受單方向電壓 ， 則 ZVS-QRC工作于半波 模式 ， 其電路如圖 (a)所示；若開(kāi)關(guān)器件能承受雙向電壓 ， 則 ZVS- QRC工作于全波模式 ， 其電路如圖 (b)所示 。 在 ZVS-QRC中 ， 諧振電 容 Cr與開(kāi)關(guān)管并聯(lián) ， 諧振電感 Lr與二極管 VD串聯(lián) 。 6.3.2 零電壓開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器 在 T0時(shí)刻以前 ， 開(kāi)關(guān)管 VT處于導(dǎo)通狀態(tài) ， VD已關(guān)斷 ， 濾波電感 L 與諧振電感 Lr流過(guò)負(fù)載電流 Io， 諧振電容 Cr電壓也為 0。 1
10、. 電容充電階段 T0， T1 若在 t T0時(shí)刻 ， 使開(kāi)關(guān)管 VT斷開(kāi) ， 以電流 Io向諧振電容 Cr充電 ， 因此 ， Cr上電壓按直線規(guī)律上升 ， 直到 uCr Ud為止 。 等值電路如 圖 (c) 所示 。 2. 諧振階段 T1， T2 在 t T1時(shí)刻 ， VD管導(dǎo)通 ， 這時(shí) Lr和 Cr進(jìn)入諧振狀態(tài) 。 對(duì)于半波工 作模式 ， 在 t T2時(shí)刻 , uCr電壓被箝位于零 。 對(duì)于全波工作模式 ， 電 容上電壓繼續(xù)朝反向振蕩 ， 并在 t T2時(shí)刻反向回零 。 在這期間的 電感電流 iLr下降到零后反向 。 等值電路如圖 (d) 所示 。 3. 電感充電階段 T2， T3 在
11、t T2之后 ， 電感電流直線上升 ， 并在 t T3時(shí)刻達(dá)到 Io。 通常 ， 對(duì)于半波工作模式 ， 開(kāi)關(guān)管在 T2之后和電感電流 iLr變正之前這段 期間被激勵(lì)導(dǎo)通 ， 否則將損失零電壓關(guān)斷條件 。 對(duì)于全波工作模 式 ， 開(kāi)關(guān)管 VT可在 uCr電壓為負(fù)期間加上激勵(lì)信號(hào) 。 等值電路如 圖 (e) 所示 。 4. 恒流階段 T3， T4 在 t T3時(shí)刻 ， VD管關(guān)斷 ， 負(fù)載電流 Io通過(guò)開(kāi)關(guān)管 VT， 并一直維 持到 t T4時(shí)刻 。 等值電路如圖 (f) 所示 。 在 ZVS中，要求開(kāi)關(guān)承受一個(gè)比 Ud 高 IoZr的正向電壓。開(kāi)關(guān)在零電壓 開(kāi)通時(shí)，負(fù)載電流 Io必須大于 Ud
12、Zr，所以，如果輸出負(fù)載電流 Io在 一個(gè)很大的范圍內(nèi)變動(dòng)，則上述兩 種情況會(huì)在開(kāi)關(guān)上產(chǎn)生一個(gè)很大的 電壓值。所以，這個(gè)方法限于應(yīng)用 在基本上是恒定的負(fù)載上。為克服 這一限制，在有關(guān)參考文獻(xiàn)中介紹 了一種零電壓通斷的多諧振技術(shù)。 ZVS QRC也可以應(yīng)用于 Boost變換器 ， 其電路原理圖如圖所示 。 在開(kāi)關(guān) 管 VT導(dǎo)通期間電感 L儲(chǔ)能 ， 和開(kāi)關(guān)管并聯(lián)的諧振電容電壓為零 。 在開(kāi) 關(guān)管關(guān)斷時(shí) ， 由于兩端電壓為零 ， 實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷； VT關(guān)斷后 ， 電容 Cr以電感電流 iL充電 ， 電容電壓上升 ， 當(dāng) uCr大于輸出電壓 Uo時(shí) ， 二極 管 VD導(dǎo)通 ， 電容 Cr和電感 Lr開(kāi)
13、始 諧振 ， 電容兩端電壓按正弦變化 ， 當(dāng) uCr諧振到零時(shí) ， 開(kāi)關(guān)管 VT具有 零電壓開(kāi)通條件 ， 驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管 VT， VT在零電壓下導(dǎo)通 。 通常 ， 在高通斷頻率時(shí) ， ZVS比 ZCS更可取 ， 原因在于開(kāi)關(guān)的內(nèi)部 電容 。 當(dāng)開(kāi)關(guān)在零電流但在一定電壓下閉合時(shí) ， 內(nèi)部電容上的電 荷耗散在開(kāi)關(guān)中 。 當(dāng)通斷頻率很高時(shí) ， 這種損耗變得很大 。 但是 ， 如果開(kāi)關(guān)是在零電壓時(shí)閉合就不存在這種損耗 。 從上述的電路分析可知 ， 開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器可以有效地降低器件 的開(kāi)關(guān)損耗 ， 使得 ZCS-QRC的實(shí)際工作頻率達(dá)到 1-2MHz， ZVS- QRC的實(shí)際工作頻率達(dá)到 10MHz， 但
14、器件的電壓或電流應(yīng)力都比 較大 ， 這是一個(gè)缺點(diǎn) ， 也是應(yīng)用中一個(gè)重要的限制因素 ， 值得進(jìn) 一步研究 。 當(dāng)諧振電感和諧振電容一定時(shí) ， 為保證開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)模式 ， ZVS開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器關(guān)斷時(shí)間一定 ， ZCS開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振變換器導(dǎo)通 時(shí)間一定 ， 因此要實(shí)現(xiàn)改變占空比 D， 就需要改變開(kāi)關(guān)周期 ， 也就 是改變開(kāi)關(guān)頻率 ， 因此不適于工作在 PWM方式 ， 而要工作在 DC- DC變換器中的第 2種調(diào)制方式 ， 即脈沖頻率調(diào)制方式 。 6.4 零開(kāi)關(guān) PWM變換器 零開(kāi)關(guān) PWM變換器包括零電壓開(kāi)關(guān) PWM變換器 (ZVS PWM)與零 電流開(kāi)關(guān) PWM變換器 (ZCS PWM)。 這
15、類變換器在前面介紹的準(zhǔn)諧 振變換器基礎(chǔ)上加入一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管控制諧振元件的諧振過(guò)程 ， 僅在主開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷時(shí)才驅(qū)動(dòng)輔助開(kāi)關(guān)管 ， 諧振電路工作 ， 使主開(kāi)關(guān)管在零電壓開(kāi)通或零電流關(guān)斷 。 由于可以控制諧振電路 的工作時(shí)刻 ， 因此變換器可按恒定頻率 PWM方式改變占空比 ， 改 變輸出電壓 。 6.4.1 ZVS PWM變換器 由輸入電源 Ud、主開(kāi)關(guān)管 VT(包括與其反并聯(lián)的二極管 VDr)、續(xù) 流二極管 VD、濾波電感 L、濾波電容 C、負(fù)載電阻 RL、諧振電感 Lr、諧振電容 Cr和輔助開(kāi)關(guān)管 VT1(包括與其串聯(lián)的二極管 VD1)構(gòu) 成。從圖可知， ZVS PWM變換器是在 ZVS
16、QRC電路的諧振電感 Lr上并聯(lián)了一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管 VT1和 VD1。 降壓 ZVS PWM變換器的原理圖。 若 tT0時(shí) ， 主開(kāi)關(guān)管 VT導(dǎo)通 ， 給輔助開(kāi)關(guān)管 VT1驅(qū)動(dòng)信號(hào) 。 續(xù)流二 極管 VD截止 ， iLr=IL=Io， uCr=0。 在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 Ts中 ， 分 5個(gè)階段 來(lái)分析電路的工作過(guò)程 。 等效電路如圖 (b)所示 。 T0t T1 階段： t=T0時(shí) ， uCr=0， 關(guān)斷 VT， VT零電壓關(guān)斷 ， 電流 iLr 立即從 VT轉(zhuǎn)移到諧振電容 Cr， 給 Cr充電 。 由于 iLr=IL=Io恒定 ， uCrUd時(shí) ， 續(xù)流二極管 VD仍處于反偏截止 ， 直到 t=T
17、1， Cr充電到 uCr=Ud， 續(xù)流二極管 VD導(dǎo)通 。 等效電路如圖 (c)所示 T1t T2 階段：由于續(xù)流二極管 VD導(dǎo)通 ， 諧振電感的電流 iLr經(jīng) VT1、 VD1續(xù)流 ， 該階段時(shí)間可以通過(guò)改變輔助開(kāi)關(guān) VT1的關(guān)斷時(shí)刻 T2控 制 ， 因此可以控制諧振開(kāi)始時(shí)刻 ， 也就是可以控制 VT導(dǎo)通時(shí)間 ， 因此可以控制占空比 ， 實(shí)施 PWM控制的 。 等效電路如圖 (d)所示 。 T2t T3 階段：在 t=T2 時(shí) ， 使輔助開(kāi)關(guān)管 VT1關(guān)斷 ， Cr、 Lr產(chǎn)生諧 振 。 在 VT1關(guān)斷前 ， 由于 uCr=Ud， 所以諧振電感上的電壓很小 ， VT1為零電壓關(guān)斷 。 在諧振
18、期間 ， uCr到達(dá)最大值 ， uCr=Ud+IoZr， 此 后電容 Cr放電 ， uCr下降 ， 到 t= T3時(shí) ， uCr=0。 從 uCr到達(dá)最大值至 T3 期間 ， iLr為負(fù)值 。 等效電路如圖 (e)所示 。 T3t T4 階段：負(fù)電流 iLr經(jīng)二極管 VD、 VDr向電源 Ud回饋能量 。 由 于導(dǎo)通的 VDr與主開(kāi)關(guān)管 VT并聯(lián) ， 在此期間使 VT導(dǎo)通 ， 則 VT將在 零電壓下開(kāi)通 。 VT開(kāi)通后 ， 負(fù)電流 iLr迅速反向經(jīng)零增大 ， 到 t=T4 時(shí) ， iLr=Io。 續(xù)流二極管 VD的電流 iD=Io- iLr， 從 Io減小到零而自然關(guān)斷 。 等效電路如圖 (f
19、)、 (g)所示 。 T4t T5階段： t=T4 時(shí) ， 主開(kāi)關(guān)管 VT已經(jīng)導(dǎo)通 ， VD截止 ， 電源 Ud向 負(fù)載恒流供電 。 在 t=T5時(shí) ， 使 VT關(guān)斷 。 因?yàn)?VT關(guān)斷時(shí) ， uT1= uCr很 小 ， 所以 VT也是軟關(guān)斷 ， 完成一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 TS。 等效電路如圖 (b)所 示 。 ZVS PWM 變換器 的工作 波形 6.4.2 ZCS PWM變換器 由輸入電源 Ud、 主開(kāi)關(guān)管 VT(包括與其反并聯(lián)的二極管 VDr)、 續(xù)流 二極管 VD、 濾波電感 L、 濾波電容 C、 負(fù)載電阻 RL、 諧振電感 Lr、 諧振電容 Cr和輔助開(kāi)關(guān)管 VT1(包括與其并聯(lián)的二極管 V
20、D1)構(gòu)成 。 從圖可知 ， ZCS PWM變換器是在 ZCS QRC電路的諧振電容 Cr上串 聯(lián)了一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管 VT1和 VD1。 t T0時(shí) ， 主開(kāi)關(guān)管 VT和輔助開(kāi)關(guān)管 VT1都截止 ， 續(xù)流二極管 VD導(dǎo)通 ， iD=Io， 諧振電容 Cr上的電壓 uCr=0。 等效電路如圖 (b)所示 。 T0 t T1階段： t= T0時(shí) ， 使 VT導(dǎo)通 ， iT1=iLr線性上升至 Io。 iD=iL-Io， 下降到零 ， t= T1時(shí) ， VD截止 。 在 VT導(dǎo)通時(shí) ， 由于串諧振電感 ， 電 流為零 ， 諧振電感 Lr上的電壓 uLr=Ud， 則 VT為軟開(kāi)通 。 等效電路如 (c)
21、所示 。 T1 tIo， 經(jīng)過(guò)半個(gè)諧振周期后到 t=T2時(shí)刻 ， iLr=Io， uCr=2Ud (最大值 )。 等效電 路如圖 (d)所示 。 T2 t T3階段： t=T2時(shí) ， VD1的電流 iD1 =iLr-Io =0而自然關(guān)斷 ， 電源對(duì) 負(fù)載供電 ， iLr=iL=IoIo。 等效電路如圖 (e)所示 。 T3 t T4階段： t=T3時(shí) ， iLr = iL =Io， uCr=2Ud 。 使 VT1導(dǎo)通 ， Cr處 于放電狀態(tài) ， Lr、 Cr將繼續(xù)諧振 。 諧振電感電流 iLr由正方向諧振衰 減 ， 負(fù)載電流由 iCr提供 。 iLr到零之后 ， VDr導(dǎo)通 ， iLr通過(guò) V
22、Dr， 繼 續(xù)反方向諧振 ， 并將能量回饋電源 Ud。 在 t=T4時(shí)刻 ， 電感電流 iLr由 反方向諧振衰減到零 。 顯然 ， 在 iLr反方向運(yùn)行期間 ， 主開(kāi)關(guān)管 VT 可以在零電壓 、 零電流下完成關(guān)斷過(guò)程 。 等效電路如圖 (f)所示 。 T4 t T5階段：在此期間 ， VT已關(guān)斷 ， VD仍截止 ， Cr經(jīng) VT1對(duì)負(fù) 載放電 ， 到 t= T5時(shí) ， uCr=0。 等效電路如圖 (g)所示 。 T5 tT5后 ， 使 VT1關(guān)斷 ， 則 VT1在零電流下完成關(guān)斷 。 t=T6時(shí)使主開(kāi) 關(guān)管 VT開(kāi)通 ， 開(kāi)始下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期 。 等效電路如圖 (b)所示 。 ZCS PWM變換
23、器的工作波形 ZCS PWM變換器保持了 ZCS QRC電路中主開(kāi)關(guān)管零電流關(guān) 斷的優(yōu)點(diǎn) 。 同時(shí) ， 通過(guò)控制輔 助開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)刻控制諧振 時(shí)刻 ， 因此可像常規(guī) PWM那樣 恒頻調(diào)節(jié)輸出電壓 。 零開(kāi)關(guān) PWM變換器的主要缺點(diǎn) 是諧振電感串聯(lián)在主電路中 ， 因此實(shí)現(xiàn) ZVS、 ZCS的條件與 電源電壓 、 負(fù)載變化有關(guān) 。 6.5 諧振直流環(huán)逆變器 諧振直流環(huán)逆變器是將諧振電路連接在直流輸入電源和 PWM逆變 器之間，當(dāng)諧振電路工作時(shí)，逆變器的端電壓在零和直流輸入電 源電壓之間振蕩，從而實(shí)現(xiàn)逆變器的零電壓關(guān)斷。在采用諧振直 流環(huán)的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)以后，解決了變流器中電力電子器件在硬開(kāi)關(guān) 工作中
24、所引起的電磁干擾、開(kāi)關(guān)損耗大等問(wèn)題。在三相 PWM變流 器方面得到廣泛應(yīng)用。 虛框內(nèi)為橋式并 聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，它 由主開(kāi)關(guān)管 VT0(VD0)，諧 振開(kāi)關(guān)管 VTa、 VTb、 VDa、 VDb及諧振電感 Lr組成。 諧振直流環(huán)的結(jié)構(gòu) 三相逆變器開(kāi)關(guān)器件兩端并聯(lián)的電容可以等效為逆變器兩端的電容 C。則 在 VT0、 VTa、 VTb通斷，形成 Lr、 C諧振過(guò)程中就能使電容 C兩端直流電壓 為零值，從而在主開(kāi)關(guān)器件 VT1 VT6需要改變開(kāi)關(guān)狀態(tài)時(shí)，產(chǎn)生零電壓 開(kāi)通和零電壓、零電流關(guān)斷的條件。該拓?fù)渚哂幸韵绿攸c(diǎn)： (1) 逆變器開(kāi)關(guān)器件可以選擇在任何時(shí)刻通斷，諧振可以在任何時(shí)刻進(jìn)行，便 于和逆變器
25、 VT1 VT6開(kāi)關(guān)器件的 PWM控制同步。 (2) 所有開(kāi)關(guān)器件承受的電壓應(yīng)力不超過(guò) Ud。 (3) 諧振電路的開(kāi)關(guān)動(dòng)作均在零電壓條件下進(jìn)行。 (4) 諧振電感 Lr不在主回路能量傳遞通道上，逆變器不換流時(shí) Lr不工作， Lr僅用 作諧振時(shí)的儲(chǔ)能元件。 (5) 諧振電容和每個(gè)主開(kāi)關(guān)器件并聯(lián)，因此，可以利用器件本身的寄生電容作 諧振電容或者作為諧振電容的一部分。 圖中的所有元器件均假設(shè)為理想 的，諧振電感 Lr遠(yuǎn)小于負(fù)載電感。 LrC諧振周期很短，因此，在一個(gè) 諧振周期中，帶有三相感性負(fù)載 的逆變器從直流母線側(cè)來(lái)看可以 等效為一恒定的電流源 Io，直流電 源電壓為一個(gè)理想的電壓源 Ud， 忽略
26、 Lr、 C的損耗。因此工作過(guò)程 可以用圖 6-8(a)的等值電路來(lái)分析。 （ 1）穩(wěn)態(tài)供電階段 T0， T1。 在該階段 ， 開(kāi)關(guān)管 VT0處于通態(tài) ， 等效 電路如圖 6-8(b)所示 ， VTa、 VTb斷開(kāi) ， 直流電源 Ud經(jīng)過(guò) VT0給負(fù)載傳送能量 ， 電路處于穩(wěn)定狀態(tài) ， 諧振電路不工作 。 在此階段諧振電感的電流為零 ， 諧振電 容電壓 uc=Ud， 這個(gè)階段的持續(xù)時(shí)間取決 于逆變電路的 PWM控制所需的交流輸出 電壓波形的穩(wěn)定狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間 。 一個(gè)完整的諧振開(kāi)關(guān)過(guò)程，按電路的狀態(tài)可劃分為 7個(gè)階段 (2) 能量補(bǔ)充階段 T1， T2。 在 T1時(shí) ， 使 VTa和 VTb導(dǎo)
27、通 ， 由于 Lr的初始 電流為零 ， uc=Ud， VTa、 VTb開(kāi)通時(shí)由于 與電感 Lr串聯(lián)因而是軟開(kāi)通 。 VTa、 VTb開(kāi) 通后 ， Lr的電流線性增加 ， 到達(dá) T2時(shí)刻時(shí) ， iLr增加到某一閾值 IT， IT使 Lr具有足夠的能 量 ， 維持 Lr、 C諧振電路完成諧振過(guò)程 ， 使 電容電壓 uc諧振過(guò)零 。 在能量補(bǔ)充階段 ， 由于 VT0還在導(dǎo)通 ， 諧振電容電壓一直保 持為 uc=Ud。 忽略 VTa、 VTb的開(kāi)通時(shí)間 ， 諧振電感 Lr的電流從零到達(dá) IT所需時(shí)間 ： d Tr12 TT UIL (3) 諧振階段 1T2， T3。 在 T2時(shí) ， 使 VT0關(guān)斷 ，
28、 等效電路如圖 6- 8(d)所示 。 這時(shí)由于 uc=Ud， 所以 VT0的 端電壓是零 ， VT0在零電壓關(guān)斷條件下 關(guān)斷 ， 此后 Lr和 C開(kāi)始諧振 ， 在諧振階 段 1中 ， 諧振電容的放電電流為 Io+iLr， 到 T3時(shí)刻 ， 諧振電容放完所有電量 ， 其 兩端電壓為零 。 (4) 環(huán)流階段 T3， T4。 在 T3時(shí) ， VT0已斷開(kāi) ， uc =0， iL經(jīng) VTa、 VDb和 VTb、 VDa續(xù)流 ， 等效電路如圖 6- 8(e)所示 。 在這段時(shí)間中使逆變器開(kāi)關(guān)管 導(dǎo)通和關(guān)斷 ， 可使逆變器開(kāi)關(guān)器件在零電 壓下?lián)Q相 ， 這段時(shí)間的長(zhǎng)度取決于逆變橋 中開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)間
29、。 (5) 諧振階段 2T4， T5。 在 T4時(shí) ， 關(guān)斷 VTa、 VTb， 諧振電感電流 iL 經(jīng) VDa、 VDb供電給電容 C及負(fù)載 Io， 等效 電路如圖 6-8(f)所示 。 在該階段的初始時(shí) 刻 T4， 逆變橋中開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)轉(zhuǎn)換已完成 ， 關(guān)斷 VTa、 VTb時(shí) ， uc=0， 因此 VTa、 VTb 在零電壓下關(guān)斷 ， 電感 Lr和電容 C重新開(kāi) 始諧振 ， 電容電壓 uc從零諧振上升直到重 新達(dá)到 Ud。 (6) 箝位回饋階段 T5， T6。 在 T5時(shí) ， 電容電壓 uc已上升到 Ud， 由于電 感電流 iLr大于負(fù)載電流 ， 因此將繼續(xù)給電 容 C充電 ， uc的電壓
30、一旦高于 Ud， 由于二 極管 VD0的箝位作用 ， 諧振回路電感中的 電流除供給負(fù)載外 ， 多余的電流通過(guò) VD0 回潰給電壓源 ， 電感電流逐漸減小 ， 等效 電路如圖 6-8(g)所示 。 當(dāng)電感電流減小到 等于負(fù)載電流時(shí) ， VT0導(dǎo)通 ， 由電壓源和 電感電流 iLr同時(shí)給負(fù)載供電 。 VT0是在零 電壓和零電流下導(dǎo)通 。 (7) 續(xù)流階段 T6， T7。 在 T6時(shí) ， 電感電流等于負(fù)載電流時(shí) ， VT0 導(dǎo)通 ， 由電壓源和電感電流 iLr同時(shí)給負(fù)載 供電 ， 等效電路如圖 6-8(h)所示 。 電感電 流逐漸減少直至到零 ， VDa、 VDb關(guān)斷 。 后面回到穩(wěn)態(tài)供電狀態(tài) 。 由前面的分析可知，諧 振直流環(huán)電路中的所有 開(kāi)關(guān)器件均工作在軟開(kāi) 關(guān)狀態(tài)，逆變器上的開(kāi) 關(guān)器件也可以運(yùn)行在軟 開(kāi)關(guān)狀態(tài)上，降低了系 統(tǒng)的開(kāi)關(guān)損耗，減少了 開(kāi)關(guān)應(yīng)力，系統(tǒng)處于高 效率運(yùn)行狀態(tài)。 各階段的電壓和電流波形 小 結(jié) 了解諧振開(kāi)關(guān)和硬開(kāi)關(guān)模式的區(qū)別； 了解諧振開(kāi)關(guān)變換器的工作原理、開(kāi)關(guān)過(guò)程和特點(diǎn)。 了解零開(kāi)關(guān) PWM變換器的工作原理、開(kāi)關(guān)過(guò)程和特點(diǎn)。 了解諧振直流環(huán)逆變器的工作原理、開(kāi)關(guān)過(guò)程和特點(diǎn)。
《諧振開(kāi)關(guān)電路》PPT課件
