寬帶短波通信中快跳頻 OFDM 系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

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1、精品論文 寬帶短波通信中快跳頻 OFDM 系統(tǒng)的設(shè)計(jì) 與實(shí)現(xiàn) 甘君心，唐碧華，畢衛(wèi)松 5 （北京郵電大學(xué)電子工程學(xué)院，北京 100876） 摘要：本文設(shè)計(jì)了一種能在寬帶短波環(huán)境下表現(xiàn)良好的 FFH-OFDM（快跳頻 OFDM）系統(tǒng)。 針對(duì)采用塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的 OFDM 系統(tǒng)設(shè)計(jì)了相應(yīng)的 FFH 和 OFDM 結(jié)合方式，使得在一個(gè) 符號(hào)間隔內(nèi)，并非所有子載波都參與跳頻，而只有數(shù)據(jù)符號(hào)間發(fā)生跳頻，為 FFH-OFDM 系 10 統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用提供了理論基礎(chǔ)。同時(shí)，通過引入跳頻粒度（G）的概念 來實(shí)現(xiàn)不同跳頻間 隔（分集程度）的選擇。在寬帶短波信道條件下將快跳頻 OFDM 系

2、統(tǒng)與普通 OFDM 系統(tǒng)性 能進(jìn)行了仿真對(duì)比，結(jié)果表明本文設(shè)計(jì)的 FFH-OFDM 系統(tǒng)較之普通 OFDM 系統(tǒng)有著較大的 性能增益。 關(guān)鍵詞：OFDM；快跳頻；寬帶短波信道 15 中圖分類號(hào)：TN911.72 Design and Implementation of FFH-OFDM System for Wideband Short-wave Communication Gan Junxin, Tang Bihua, Bi Weisong 20 (School of Electronic Engineering, Beijing University of Po

3、sts and Telecommunications, Beijing 100876, Beijing University of Posts and Telecommunications, Beijing 100876) Abstract: In this paper, a FFH-OFDM (Fast Frequency Hopping OFDM) system which is fit to the wideband short-wave communications is proposed. To design an appropriate FFH-OFDM mode for OF

4、DM systems with block pilot structures, it can provide a theoretical base for its practical 25 application. At the same time, this paper proposed the theory of G by which we can change the frequency hopping interval. Then this paper makes a comparison of the proposed FFH-OFDM system and the ordinar

5、y OFDM system in the broadband shortwave channel conditions, and the results have proved that the proposed system has better performance. Key words: OFDM; FFH; wideband short-wave channel 30 0 引言 隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，人們對(duì)通信速率的要求越來越高，短波通信也不例外，再加 上頻譜資源日漸緊張，寬帶短波通信系統(tǒng)的研究與應(yīng)用勢(shì)在必行。正交頻分復(fù)用技術(shù) （OFDM，Orthogonal Frequ

6、ency Division Multiplexing）是對(duì)抗多徑衰落的一種有效的調(diào)制 35 技術(shù)[1][2]，非常適用于短波通信。國(guó)內(nèi)外諸多機(jī)構(gòu)從未停止過 OFDM 技術(shù)在短波通信領(lǐng)域的 應(yīng)用研究。但是 OFDM 技術(shù)應(yīng)用于寬帶短波通信領(lǐng)域時(shí)，由于短波信道環(huán)境的影響，性能 依然難以滿足要求，F(xiàn)FH-OFDM 技術(shù)正是在這個(gè)背景下應(yīng)運(yùn)而生的。FFH-OFDM 技術(shù)通過 在 OFDM 符號(hào)內(nèi)進(jìn)行頻率分集，從而使系統(tǒng)性能大大提高，同時(shí)避免了信道編碼，故可以 大大提高有效信息傳輸速率。另一方面，短波通信在軍事領(lǐng)域內(nèi)應(yīng)用廣泛，因而對(duì)保密性有 40 著很高的要求，而 FFH-OFDM 解調(diào)時(shí)，需要知道

7、調(diào)制的跳頻圖案，可以增強(qiáng)信號(hào)保密性。 FFH-OFDM 是在一個(gè) OFDM 符號(hào)時(shí)間內(nèi)，不同的采樣時(shí)刻將一個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制到不同 作者簡(jiǎn)介：甘君心(1988-)，男，碩士研究生，主要研究方向：無線通信等 通信聯(lián)系人：唐碧華（1964-），女，教授，主要研究方向：無限傳感器網(wǎng)絡(luò)等. E-mail: bhtang@ - 10 - 的子載波上。OFDM 調(diào)制技術(shù)要用到 IFFT 變換，并且該變換是通過變換矩陣來完成的，實(shí) 際系統(tǒng)中，為了避免相鄰頻帶的干擾，在頻域兩側(cè)要設(shè)置保護(hù)間隔，同時(shí)，直流載波也要設(shè) 45 置為空載波。這樣，在設(shè)計(jì) FFH-OFDM 系統(tǒng)時(shí)，就要

8、在用到 IFFT 變換的基礎(chǔ)上，避免保 護(hù)間隔和直流載波發(fā)生跳頻，同時(shí)又要避免發(fā)送數(shù)據(jù)跳頻到保護(hù)間隔和直流載波的位置。 針對(duì)上述的問題，本文將設(shè)計(jì)一種結(jié)合方式，使 OFDM 和 FFH 兩種技術(shù)能夠完美的結(jié) 合在一起。 1 FFH-OFDM 原理 50 T.Scholand 和 T.Faber 等人在 2005 年提出了 FFH 的概念[3]。在 OFDM 的調(diào)制方式中， IFFT 變換后得到的是不同時(shí)刻發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制到各個(gè)子載波上的采樣數(shù)據(jù)的疊加，而每個(gè)時(shí) 刻每個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制到的子載波頻率都是固定的，所以每個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)歷的都是相同頻率的 衰落。一旦某個(gè)子載波衰落嚴(yán)重，就會(huì)造成發(fā)送數(shù)

9、據(jù)的錯(cuò)誤解調(diào)。FFH 技術(shù)正是改變了這 一點(diǎn)，在不同時(shí)刻，得到的是發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制到不同子載波上的采樣數(shù)據(jù)的疊加。這樣，在發(fā) 55 送過程中，每個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)所經(jīng)歷的是多個(gè)子載波調(diào)制，即使有某個(gè)子載波頻率衰落嚴(yán)重，經(jīng) 過頻率分集后，仍然可以有較高的性能。 OFDM 調(diào)制技術(shù)之所以得到廣泛應(yīng)用，是因?yàn)樵诎l(fā)送和接收端，可以采用 IFFT 和 FFT 來代替多載波調(diào)制模塊。采用 FFH 后，只采用簡(jiǎn)單的 IFFT 和 FFT 就無法實(shí)現(xiàn)，如何在 OFDM 系統(tǒng)的快速調(diào)制的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn) FFH，就成了 FFH-OFDM 系統(tǒng)的關(guān)鍵。下面通過具體的系統(tǒng) 60 模型來說明這一問題。 設(shè) OFDM 系統(tǒng)子載波

10、個(gè)數(shù)為 N，則調(diào)制信號(hào)可表示為： N -1 s (t ) = å k =0 j 2p ×k ×Df ×t d e k  (1) 其中， d k 為發(fā)送數(shù)據(jù)， D f 足： 為子載波間隔，為保證子載波間的正交性，子載波間隔滿 1 65 Df = T 1 (2) 其中，T 為符號(hào)持續(xù)時(shí)間，以周期 為：  N × Df 對(duì) OFDM 符號(hào)進(jìn)行采樣，可以得到采樣結(jié)果 s (n) =  N -1 å k =0  dk

11、 e  j 2p ×k ×Df × n N ×Df  N -1 = å k =0  dk e  j 2p ×k ×n N  n = 0,1,LL, N -1;  (3) 70 數(shù)。 由上式可以看出，s(n)為 dk 的逆傅立葉變換，其中 k 表示載波序數(shù)，n 表示時(shí)域樣點(diǎn)序 若以變換矩陣來表示這一過程，可以設(shè) N 個(gè)基帶信號(hào)向量為: T S = [d0 發(fā)送端的 IFFT 變換矩陣如下所示： d1 LLdN

12、-1 ] (4) é1 1 1 L 1 ù ê 2p 4p 2p ( N -1) ú ê j j j ú 1 e N e N L e N ê ú 1 ê j 4p j 8p j = 4p ( N -1) ú N N DN = ê1 e e L e N ú N ê êM M M 2p (n -1)( m -1

13、) ú j e N M ú ê ú ê 2p ( N -1) 4p ( N -1) = 2p ( N -1)2 ú j j j êë1 e N e N L e N  (5) 75 以 v, μ 分別表示矩陣的行數(shù)、列數(shù)，且n , m = 1, 2, L, N 。其中矩陣每一行表示一個(gè)采 n -1 樣時(shí)隙序數(shù)，從 0 到 v?1 對(duì)應(yīng)的采樣時(shí)刻依次為  N × Df ；矩陣每一列表示一個(gè)載波序數(shù)，0 到 μ

14、?1 對(duì)應(yīng)的載波頻率依次為 (m -1) Df ?？梢缘玫?DN 的通項(xiàng)，其第 v 行第 μ 列的元素為 [D ]  = 1 exp ì j 2p (n -1) ( m -1) ü 。 N n ,m N í N ý î þ IFFT 是將數(shù)據(jù)從頻域變換到時(shí)域，因此，行數(shù) v 表示 OFDM 符號(hào)時(shí)域采樣點(diǎn)的序數(shù)， 80 DN 每一行元素對(duì)應(yīng)一個(gè)采樣時(shí)隙，其第 v 行與基帶信號(hào)向量 s 相乘得到 OFDM 符號(hào)時(shí)域的 第n -1個(gè)采樣點(diǎn)；列數(shù) μ 表示系統(tǒng)的載波序數(shù)，第 μ 列對(duì)應(yīng)的載

15、波頻率為 fm = (m -1) × Df 。 矩陣 DN 與發(fā)送數(shù)據(jù)的基帶向量 S 相乘后，即完成了發(fā)送數(shù)據(jù)在子載波上的調(diào)制以及采樣過 程。 N 相對(duì)于 IFFT 的變換矩陣 DN，F(xiàn)FT 變換矩陣為 D H ，其中 (g)H  表示共軛轉(zhuǎn)置，且有 H N 85 D × D H  N N = I ，其中 IN 是單位矩陣。D H 與接收數(shù)據(jù)向量相乘后，數(shù)據(jù)由時(shí)域變換到頻域， 90 95 100 完成數(shù)據(jù)在各個(gè)子

16、載波上的解調(diào)。 FFH-OFDM 調(diào)制可以通過改進(jìn)傳統(tǒng) OFDM 調(diào)制中 IFFT 變換矩陣的方式完成，前提是 保證仍然可以通過 IFFT 模塊完成子載波調(diào)制。在 IFFT 變換矩陣中，每一行代表一個(gè)采樣 時(shí)刻，變換結(jié)果即為在該時(shí)刻復(fù)數(shù)待發(fā)送值調(diào)制到不同頻率子載波上的加和。為了取得頻率 分集，要使得在每個(gè)時(shí)刻，復(fù)數(shù)待發(fā)送值都調(diào)制到不同的子載波上，這樣，同一待發(fā)送值所 經(jīng)歷的是不同的發(fā)送子載波頻率，在 OFDM 符號(hào)時(shí)間內(nèi)得到了頻率分集。這樣就避免了某 一發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)由衰落嚴(yán)重的子信道發(fā)送，同時(shí)又大大增強(qiáng)了發(fā)送數(shù)據(jù)的保密性。 在實(shí)際 OFDM 系統(tǒng)中，為了避免相鄰頻帶的干擾，我們常常在頻域兩端

17、設(shè)置保護(hù)間隔， 為了避免直流載波無法調(diào)制到高頻的影響，又常常會(huì)設(shè)置直流載波為空載波。而在 FFH-OFDM 系統(tǒng)中，一旦發(fā)送數(shù)據(jù)跳頻到頻域保護(hù)間隔或者直流空載波上，就會(huì)對(duì)系統(tǒng)性 能帶來不必要的損失。所以我們?cè)谠O(shè)計(jì) FFH-OFDM 調(diào)制矩陣時(shí)，必須避免發(fā)送數(shù)據(jù)跳頻到 頻域保護(hù)空載波和直流載波所在的位置。 除去空載波之外，在 OFDM 的應(yīng)用中，我們需要通過信道估計(jì)來完成對(duì)信道傳輸函數(shù) 的估計(jì)，以此來對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。而信道估計(jì)大多都是通過設(shè)置導(dǎo)頻來完成的，即在子載波 上設(shè)置導(dǎo)頻，根據(jù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)變化來確定信道傳輸函數(shù)。在設(shè)計(jì) FFH-OFDM 時(shí)，必須要避免 數(shù)據(jù)跳頻到導(dǎo)頻子載波上從而導(dǎo)致無法根

18、據(jù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)來完成信道估計(jì)。同時(shí)還要避免導(dǎo)頻數(shù) 105 據(jù)發(fā)生跳頻從而導(dǎo)致得到錯(cuò)誤的信道估計(jì)值。 Syn Pilot DATA DATA 塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻是現(xiàn)在得到廣泛使用的 OFDM 導(dǎo)頻設(shè)置方式。塊狀導(dǎo)頻的設(shè)置方 式如圖 1，是每相隔一定數(shù)量的 OFDM 符號(hào)發(fā)送一塊導(dǎo)頻符號(hào)，根據(jù)導(dǎo)頻數(shù)據(jù)完成信道估 計(jì)，估計(jì)值即為該段信號(hào)內(nèi)所有 OFDM 符號(hào)的信道估計(jì)值。本文針對(duì)采用塊狀導(dǎo)頻形式的 OFDM 系統(tǒng)，設(shè)計(jì)相應(yīng)的 FFH 結(jié)合方式。 110 115

19、 L DATA Pilot DATA L 圖 1 塊狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu) 2 針對(duì)塊狀導(dǎo)頻的 FFH-OFDM 設(shè)計(jì) 對(duì)于采用塊狀導(dǎo)頻的 OFDM 系統(tǒng)，由于是每隔一定數(shù)量的 OFDM 符號(hào)發(fā)送一個(gè)完全導(dǎo) 頻符號(hào)，而在完全導(dǎo)頻符號(hào)內(nèi)是不需要進(jìn)行跳頻的，所以只需要考慮數(shù)據(jù)符號(hào)內(nèi)頻域兩側(cè)保 護(hù)間隔空載波和直流空載波帶來的影響。 設(shè) N 為子載波個(gè)數(shù)，Nc 為數(shù)據(jù)子載波個(gè)數(shù)，直流空載波數(shù)目為 1，前后保護(hù)間隔空載 波數(shù)目分別為 ceil((N-Nc)/2)和 floor((N-Nc)/2)。這里我們引入跳頻粒度（G）的概念，不同的 G 表示不同跳頻間隔的跳頻圖案，也代表了不同程度的

20、頻率分集。以跳頻粒度 G=2 為例進(jìn) 行說明，將數(shù)據(jù)載波由直流空載波為界限分成兩個(gè)部分，第 1 個(gè)采樣時(shí)刻，待發(fā)送數(shù)據(jù) d0 在第 1 個(gè)數(shù)據(jù)子載波上發(fā)送；第 2 個(gè)采樣時(shí)刻，d0 在第二部分的第一個(gè)數(shù)據(jù)子載波上發(fā)送； 第 3 個(gè)采樣時(shí)刻，d0 在第 1 個(gè)數(shù)據(jù)子載波上發(fā)送；……；第 N 個(gè)采樣時(shí)刻，d0 在第二部分 的第一個(gè)數(shù)據(jù)載頻上發(fā)送，如圖 2 所示： 空載波  M M M M M L 數(shù)據(jù)載波1 d 0 d d N M c 2 +1 0 d N c 2 +1 數(shù)據(jù)載波Nc/2 L 直流載波 數(shù)據(jù)載波Nc

21、/2+1 M c +1 2 M M M N M c d 2 c dNc 2 d Nc dN dN d0 dN M 0 c +1 d 2 M N 數(shù)據(jù)載波Nc d c M M M N N N M d d d L c 2 c c 2 空載波 M M M 120  圖 2 FFH-OFDM 示意圖(塊狀導(dǎo)頻，G=2) 和傳統(tǒng) OFDM 中 IFFT 變換矩陣相似，來構(gòu)造如下 FFH-OFDM

22、矩陣： x = G ( DN ) = D% N s N N N 上式中 D% = F ( D ) ， D% 是 N×N 方陣，其元素為： ì ï  (6) ï % 1 2p (n -1) ×[ ] 1 ì 2p (n -1) × ( m -1) ü n ,m ï Φ ü ïë û í ý í ý é DN &#

23、249; = ï exp j N N = exp j N N ， 1 £ m £ N ,n 是奇數(shù)； n ,m î þ ï ï ì é æ NC öù ü ï 1 2p (n -1) ×[Φ] ïü 1 ï 2p (n -1) × êm -1 + ç 2 + 1÷ú ï &#

24、237;ëé D% = exp í j n ,m = exp í j ë è øû ý， 1 £ m £ N ,n 是偶數(shù)； î ï N n ,m N ï ï ï ý N ïþ N ï ïî N ï 2 þï ï ì é &#

25、230; NC öù ü [D ï 1 2p (n -1) ×[Φ] ïü 1 ï 2p (n -1) × êm -1 - ç 2 + 1÷ú ï ïéë D% = exp í j n ,m = exp í j ë è øû ý， N + 1 £ m £ N ,n 是

26、偶數(shù)； N n ,m N ï N ý N ï N ï 2 ï î 125 ïî  (7) 將 D% 與 ] N N 1 N 2 3 N 4 n m 可以發(fā)現(xiàn)[Φ] 類似于 (m -1) ，因此[Φ] 可以看做 N n ,m N , 進(jìn)行對(duì)比， n ,m n ,m N N 是基帶信號(hào) s 中第 μ 個(gè)子信道上的基帶信號(hào) dμ 在第 v 個(gè)采樣時(shí)

27、刻的載頻?？梢酝ㄟ^矩陣運(yùn) 算得到 D% 和 D 的關(guān)系： 130 D% = G ( D ) =D D D + D D D 其中 D1 、 D 2 、 D 3 、 D 4 為對(duì)角矩陣，并且：  (8) ç ï ì ì 2p (n -1) × æ N ï  ÷ C + 1ö ü 2 ï ïexp í j è ø ý n 是偶數(shù)； [D1 ]n ,n

28、 = í ï N ï ï ïî ïþ ï î1  n 是奇數(shù)。 (9) [D2 ]n ,n ì1 0 £ n £ N 2 ; = ï í  (10) 0 N + 1 £ n £ N。 2 ç ï ì ì 2p (n -1) × æ - ï  

29、47; NC -1ö ü 2 ï ïexp í j è ø ý n 是偶數(shù)； [D3 ]n ,n = í ï N ï ï ïî ïþ ï î1  n 是奇數(shù)。 (11) 135  [D4 ]n ,n ì0 0 £ n £ N 2 ; = ï í  (12)

30、 將上述值代入 6 式中得： ïî1 N + 1 £ n £ N。 2 x = G ( DN )s = D% N s=D1DN s%1 + D3DN s%2 = D1DN (D2s) + D3 DN (D4s)  (13) 從上式可以看出，要在采用塊狀導(dǎo)頻的 OFDM 系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn) FFH，可以先通過 D 2 和 D 4 對(duì) 140 發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)編碼，然后在時(shí)域通過 D1 和 D 3 進(jìn)行加成，即可完成 FFH-OFDM 調(diào)制。 3 系統(tǒng)性能仿真 3.1

31、仿真參數(shù) 本文算法仿真采用的是典型 Watterson 短波寬帶信道模型[4]。其整個(gè)信道的聯(lián)合沖激響 應(yīng)為： h (t ) =  M -1 å i =0  i i a e j (2p f Di (t )t +fi )d (t - t )  (14) 145 上式中，M 是總的傳輸路徑條數(shù)，ai 是對(duì)應(yīng)路徑 i 的相對(duì)幅度，fDi(t)是指路徑 i 在時(shí)刻 t 的多普勒頻移， fi 是路徑 i 的相對(duì)起始相位值，τi 是路徑 i 的相對(duì)路徑延時(shí)。文獻(xiàn) [5]采用了 DAMSON 聲探測(cè)器(Dopple

32、r And Multipath Sounding Network)對(duì) HF 信道進(jìn)行了測(cè)量。根據(jù) 該次測(cè)量的測(cè)量數(shù)據(jù)，本文仿真信道采用了以下信道參數(shù)： 150 表 1 仿真信道參數(shù) i ai fi (deg) τi(ms) fDi(t)(Hz) 1 1.00 271.0 3.4 -16.1 2 0.78 111.7 4.9 -8.5 3 0.81 235.2 5.6 -17.9 155 在上述信道環(huán)境下，根據(jù)跳頻粒度 G 的不同進(jìn)行仿真，并與傳統(tǒng) OFDM 系統(tǒng)在短波寬 帶環(huán)境

33、下的性能表現(xiàn)做了對(duì)比。FFH-OFDM 系統(tǒng)的仿真參數(shù)如下表： 表 2 系統(tǒng)參數(shù)表 子載波數(shù)目 4096 子載波間隔 78.125Hz 數(shù)據(jù)子載波 3072 符號(hào)時(shí)間 12.8ms 直流載波數(shù)目 1 CP 長(zhǎng)度 1/4 系統(tǒng)帶寬 320kHz 卷積碼編碼率 3/4 調(diào)制方式 64QAM 檢測(cè)方式 MMSE 3.2 仿真結(jié)果 通信系統(tǒng)導(dǎo)頻形式采用塊狀導(dǎo)頻，OFDM 符號(hào)仿真數(shù)目為 10000，導(dǎo)頻間隔為 10 個(gè)符 號(hào)，即每隔 10 個(gè) OFDM 符號(hào)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)。 0 10 No FFH G=2 -1 1

34、0 G=4 G=6 -2 10 -3 BER 10 -4 10 -5 10 -6 10 160 165 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 SNR 圖 3 理想信道估計(jì)條件下 FFH-OFDM 系統(tǒng)性能仿真 圖 3 是在理想信道估計(jì)條件下的系統(tǒng)仿真結(jié)果，仿真圖顯示的是隨著信噪比 SNR 的變 化不同系統(tǒng)誤碼率的變化。圖中有四條曲線，如圖中所標(biāo)示，分別代表的是不采用 FFH（No FFH）、采用不同跳頻粒度 FFH（分別是 G=

35、2、G=4、G=6）的系統(tǒng)性能曲線。由仿真結(jié)果 可以看出，此時(shí)，F(xiàn)FH-OFDM 系統(tǒng)與傳統(tǒng) OFDM 系統(tǒng)相比，在 SNR 小于 4 時(shí)，性能稍差， 而當(dāng) SNR 大于 4 時(shí)，性能有所提升。并且隨著跳頻粒度的增大即分集程度的加深，系統(tǒng)性 能提升更大，在從 G=2 變?yōu)?G=4 時(shí)，性能提升最大。 0 10 No FFH G=2 10-1 G=4 G=6 -2 10 BER -3 10 -4 10 -5 10 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 SNR

36、 170 175 180 185 圖 4 短波信道條件下 FFH-OFDM 系統(tǒng)性能仿真 圖 4 是在所設(shè)定信道條件下的系統(tǒng)仿真結(jié)果，該信道條件較差，含有三條傳播路徑，其 多普勒頻移都較大。仿真圖顯示的是隨著信噪比 SNR 的變化不同系統(tǒng)誤碼率的變化。圖中 有四條曲線，如圖中所標(biāo)示，分別代表的是不采用 FFH（No FFH）、采用不同跳頻粒度 FFH （分別是 G=2、G=4、G=6）的系統(tǒng)性能曲線。由仿真結(jié)果可以看出，此時(shí)，F(xiàn)FH-OFDM 系 統(tǒng)與傳統(tǒng) OFDM

37、 系統(tǒng)相比，性能有明顯提升，即 FFH-OFDM 系統(tǒng)在短波寬帶信道環(huán)境下表 現(xiàn)更好。而且隨著跳頻粒度不同，性能提升不同，跳頻粒度 G 的越，分集程度越深，系統(tǒng) 性能就越好。另外，隨著 G 的增大，提升效果有所變化，其中，從 G=2 變?yōu)?G=4 時(shí)，性能 提升最大。 4 結(jié)論 本文首先介紹了快跳頻技術(shù)的原理，然后設(shè)計(jì)了一種適用于寬帶短波通信的快跳頻技術(shù) 和 OFDM 技術(shù)相結(jié)合的調(diào)制方式。仿真結(jié)果表明，本文提出的 FFH-OFDM 聯(lián)合調(diào)制方式在 短波寬帶信道條件下，比傳統(tǒng) OFDM 系統(tǒng)的性能有著較大的提高。另外，本文提出了跳頻 粒度的概念，不同跳頻粒度代表了不同的分集程度，仿真結(jié)

38、果表明，跳頻粒度值越大，系統(tǒng) 性能提升越大。 [參考文獻(xiàn)] (References) 190 [1] J.A.C. Bingham. Multicarrier Modulation for Data Transmission: An idea whose time has come[J]. IEEE Commun. Mag., May.1990, pp.5-14. [2] Richard van Nee and Ramjee Prasad. OFDM Wireless Multimedia Communications[M]. Artech Ho

39、use, 2000. [3] T. Scholand, T. Faber and A. Seebens. Fast Frequency Hopping OFDM Concept[J]. IEEE Electronics Letters, June 2005, vol.41, No.13: 748-749. [4] Nilsson J E M, Timothy C G. Wideband Multi-Carrier Transmission for Military HF Communication[J]. Proc. 195 IEEE MILCOM'97, Monterey, California, U.S.A., Nov.1997, 1046-1051. [5] Broms M, Lundborg B, Jodalen V. Doppler Effects on High Latitude HF paths During an Ionospheric Disturbance[J]. Proc. IEEE Seventh International Conf. HF Radio Systems and Techniques, Nottingham, UK, July 1997,pp.75-79.