DZ096開關電源的應用——液晶顯示器電源的設計

DZ096開關電源的應用——液晶顯示器電源的設計,dz096,開關電源,應用,利用,運用,液晶顯示器,電源,設計 使用同步整流器的高效率開關電源單元1.緒論這份報告描述了一種為主機電腦提供的絕緣開關電源單元(DC/DC轉(zhuǎn)換器),這種單元是利用新開發(fā)的用來次級調(diào)整的同步調(diào)整電路組成的.與傳統(tǒng)的開關電源相比，它提高了6%的處理效率和現(xiàn)在已經(jīng)提高到了1.75倍的每單位量的功率輸出。因此這種電源單位具有高效率、低電壓和高功率輸出的特點。表格1顯示其規(guī)格的概要。圖1 就是這個電源單位的外形。整流方式 肖特基勢壘二極管(SBD) 同步整流器輸入電壓 (V dc) 200-373 240-400輸出電壓（V dc ） 3.6 2.5/3.3 可轉(zhuǎn)換輸出電流（A） 300 360輸出功率（W ） 1080 1188效率（% ） 75 81功率損耗（W ） 360 278大小 W/H/D（mm）120/381/2009.1（公升）60/381/2505.7（公升）每單位量功率輸出（瓦/公升）119 208重量（kg） 8.5 5.3氣流（m 3/min） 2.4 1.5工作溫度（℃） 0-45 0-45表格 1 說明書圖1 以前的（左）和新單元（右）2.背景近年來，在規(guī)模集成電路技術作用下，已經(jīng)有了從晶體管-晶體管邏輯電路（TTL）和發(fā)射器連接邏輯電路（ECL）的利用到利用高綜合的互補金屬氧化物半導體（CMOS）的方法。與此同時中央處理器、存儲器和類似物的邏輯部分以相當快的速度正逐步走向小型化。盡管如此，把電源部分合成整體是有困難的，剛開始它占用了主機里面的大部分空間。直到現(xiàn)在，水冷卻法已經(jīng)被用來冷卻邏輯部分。因為水冷卻法是高效率的，它曾經(jīng)也用來冷卻電源。然而使用CMOS會減少邏輯部分使用的電量，這將制造水冷卻單元（一種昂貴的組成部分）使多余的電源組成部分小型化。因此，只對電源組成部分用水冷卻單元已經(jīng)變得更加禁止的昂貴。通過減少電源的內(nèi)在損耗和提高單位的處理效率使電源單位小型化已經(jīng)變得有必要。此外，電源電壓超過時間時從5.0V減少到3.3V，然后到2.5V。再著，由肖特基勢壘二極管SBD組成的次級整流部分的損耗已變得相當重要。因此我們作出結論認定減少次級整流部分的損失將在小型化過程中是最重要的因素，并且要而發(fā)展使用同步整流電路開關電源單元。3.常規(guī)的電路和損耗分析圖2是一種開關電源的外形，和圖3 顯示的是損失分析的結果。圖上表明次級整流部分損失占有超過40%整體損失。 根據(jù)理論分析的觀點，這分析的結果建議使用同步整流電路將改善處理效率，如圖4顯示。圖2 常規(guī)電路圖3 功率損耗比較圖4 效率比較4.當前狀況的同步整流器同步整流的基本概念已長期存在。 然而，其當作一種產(chǎn)品實際的應用只是最近才開始。 在移動設備中的同步整流器開始于手攜式電腦，是一種重要的技術有利于延長這樣電源設備的電池使用壽命。自從由于同步整流的作用，當非絕緣模式被使用控制電路就相對容易。 因此促進開關對ICs 的用途, 在CPUs中同步整流為多數(shù)DC/DC 交換器而使用 。但是當絕緣模式（需要變壓器）被使用時，由于同步整流的作用使得控制電路有困難。因此，下面的問題將會遇到。因而絕緣模式只能用在具體的產(chǎn)品。5.使用同步整流遇到的問題圖5 顯示了同步整流電路的正常使用。有很多的問題與這個電路相關。而且, 處理效率不是象我們期望一樣好。此外, 其他嚴重的問題包括并行操作會遇到。圖5 早先同步整流電路1)低邊開關的推動不足正如圖6 說明, 當主要開關 (Q01,2 在圖5) 被關閉 , 變壓器被重新設置, 造成引起的電壓的消失。然后, 低邊開關Q2 被關閉 ,電流流入BD2（Q2 的部分二極管） , 導致在損失的增量。因此需要加肖特基勢壘二極管D2與Q2 平行以增加物理量。當電源的輸入電壓的范圍是寬廣的并且其輸入電壓是高的, 重新設置時間被變短和在當電流流入D2期間總的時間是延長的。因為其處理效率達到的幾乎與使用SBD 整流電路是一樣的 , 所以使用同步整流電路的正面作用不是非常重大的。圖6 早先電路波形2)在并行操作電流線路圖7 顯示沒有使用阻攔的二極管的單位并行操作。當一個單位的主要開關Q01,2 被關閉, 另一單位輸出提供電壓給Q2 門。結果 , 一個單位(Q2) 打開。然后高電流流經(jīng)扼流圈而流失。這導致Q2 被損壞和輸出電壓減小。并且, 當在各個單位的poweron 和 poweroff 信號的發(fā)生不一至的時候, 將產(chǎn)生同樣的問題, 造成對單位的損傷。圖7 并行操作3)關斷時間的延遲在大多數(shù)當前被發(fā)展的MOS-FET, 其Vgs 的門限電壓Vth 從4 V減少到2 V 。正如圖8 所示 , 當由OV 門電壓( 斜率A)關斷Q1 和Q2, 瞬時斜率的緩和區(qū)顯示其極限。損失因由變壓器產(chǎn)生的電流而增加，原因是關斷時間的延遲。圖8 門限的兩種波形4)浪涌電壓因為同步整流電路的操作是雙向的, 扼流圈L1 的電流將是連續(xù)的。當負載電流小的時候, L1 電流以反向流動。甚至在高邊開關Q1最輕微的延遲導致L1 電流通路被切斷, 則浪涌電壓產(chǎn)生, 正如圖9 所示。結果 , Q1 和Q2 受到損傷。5)在并行操作過程中的循環(huán)電流當有同步整流電路的各個單元是并行操作的， 如果甚至有最輕微輸出電壓的差別，則大電流會較高的輸出電壓單元流到較低的輸出電壓單元。 (這在圖10 說明.) 通過 U2 逆變器電流反饋到主要邊， 在此之后，它再一次被 U1 逆變器返回次級邊。 結果，大的循環(huán)電流在U1 和U2 之間流動。 因此，即使有輕負載電流，在單位里產(chǎn)生的損失也像用重負載發(fā)生一樣的大。6.解決問題和新的電路如下內(nèi)容描述一個解決用第5 部分描述的問題的方法。 圖11顯示新同步整流電路。 圖13是一張說明在并行操作的構造的圖表。 圖9 產(chǎn)生浪涌電壓的裝置圖10 循環(huán)電流的根源圖11 新電路1)低邊開關的推動不足圖11顯示Q2和它的操作開關Q3。正如圖12說明的，當Q01,2斷開這樣就產(chǎn)生變壓器重新調(diào)節(jié)電壓，使得Q3斷開然后正電壓通過D3加到Q2門兩端。當電壓重新調(diào)節(jié)完成電壓被除去時，D3斷開，Q2 門不導通。 在這點上，Q2保持在Ciss 中的門和源電路上的充電電荷并且終止。結果，并聯(lián)在Q2上的肖特基勢壘二極管顯得沒有必要。同步整流電路能夠最小化它自身的損耗。2）在并行操作中的電流環(huán)路圖11顯示的Q1和Q2通過隔離繞組（N2和N3 ）來驅(qū)動，使得于其他單元的潛在電流可以避免，并且他們可以并行操作。圖 12 新電路波形3)關閉時間延遲如圖11所示，變壓器繞組 Q1是直接和門和源電路連接。當 Q1關閉，一個負電壓加在門電路上。當Q01，2打開，在變壓器 Q2上，正電壓產(chǎn)生。因此，門電荷通過Q3 放電。然后，相反的電壓加在Q2 的門電路并且Q1關閉。（圖8中的斜線B ）4）涌浪電壓當一個等同于L1上的電流大小的電流被檢測到時（在圖11 中變壓器的電流被檢測到），Q4 在L1的電流或者相等的電流變成反向前關閉。通過關閉 Q4，反向電壓加到Q2 的門電路并且Q2 關閉。然后BD2 代替Q2 進行整流。在感應電流在反方向流動時關閉Q2，能夠截止掉L1 上的反向電流并且避免了涌浪電壓。同時，整流器前面的下降從0.2v增加到1v。然而，因為負載電流很小，沒有熱量失靈發(fā)生。5）平行操做中的循環(huán)電流循環(huán)電流通過利用對門電路驅(qū)動和停止在截止盤繞的關閉區(qū)域的分離來消除掉。7．特性圖14說明了新單元的效率和內(nèi)部損耗的標準結果。象在圖4上所期望的結果，損耗被降低23%，效率提高6%。圖13 并聯(lián)工作圖 14 新電源單元的效率8．結論我們發(fā)展了一種新的同步矯正電路來克服和傳統(tǒng)的同步整流電路關聯(lián)的缺點。我們同時也在著手一種冷的絕緣開關電源提供單元的商業(yè)產(chǎn)品，同時它提供高效率，低電壓和高輸出電流。然而，因為CPUs 這種邏輯部件繼續(xù)以一種很快的速度進行小型化發(fā)展，開關電源單元的小型化外圍設備的比以往需求更強烈。因此，我們將需要在允許我們實現(xiàn)更高的效率水平的發(fā)展技術上工作。9．參考文獻[1] Hirohiko Kizu, Hiroyuki Satoh, Shigeharu Yamashita,Kazutoshi Fuchigami, "WaterCooled Switching Power Supply" INTELEC '89[2] Teruhiko Kohama, Tamotsu Ninomiya, Masahito Shoyama, "Abnormal Phenomena Caused by Synchronous Rectifiers in Parallel-Module DC-DC Converter System" TECHNICAL REPORT OF IEICE. EE97-53,CMP97-158(1998-01)