基于PLL信號發(fā)生器的設計資料

基于PLL信號發(fā)生器的設計資料,基于,pll,信號發(fā)生器,設計,資料 1 引言 隨著通信技術、數(shù)字電視、航空航天和遙控技術的不斷發(fā)展，對頻率源的頻率穩(wěn)定度、頻譜純度、頻率范圍和輸出頻率數(shù)量的要求也越來越高。為了提高頻率的穩(wěn)定度，經(jīng)常采用晶體振蕩器等方法來解決，但它很難產(chǎn)生多個頻率信號。而頻率合成技術，可以通過對頻率進行加、減、乘、除運算，從一個高穩(wěn)定度和高準確度的標準信號源，產(chǎn)生大量具有同樣高穩(wěn)定度和高準確度的不同頻率。頻率合成器是從一個參考頻率中產(chǎn)生多種頻率的器件?；陬l率合成器的這以一特點，利用鎖相式頻率合成技術，可以制作高穩(wěn)定度、寬頻帶的正弦波信號發(fā)生器。 2 設計要求 利用鎖相環(huán)技術產(chǎn)生一個失真度小、頻率從30MHz到100MHz的可調的正弦波信號。根據(jù)頻率的不同選擇不同步進的標準頻率。當信號處于較低頻率時，選擇步進為1KHz的標準頻率，此時它的最小誤差不大于0.8%；當信號在較高的頻率段時，選擇以25 KHz為標準頻率，它的最小誤差不大于0. 5%。 3方案論證與比較 3.1 壓控振蕩器方案論證與選擇 方案1：采用分立元件構成。利用低噪聲場效應管，用單個變容二極管直接接入振蕩回路作為壓控器件。 圖3-1 壓控振蕩電路 電路是電容三點式振蕩器，如圖3-1所示。該方法實現(xiàn)簡單，但是調試困難，而且輸出頻率不易靈活控制[1]。 方案2：采用壓控振蕩器和變容二極管，及一個LC諧振回路構成變容二極管壓控振蕩器。只需要調節(jié)變容二極管兩端的電壓，便可改變壓控振蕩的輸出頻率。由于采用了集成芯片，電路設計簡單，系統(tǒng)可靠性高，并且利用鎖相環(huán)頻率合成技術可以使輸出頻率穩(wěn)定度進一步提高。 綜上所述，方案2具有更優(yōu)良的物性和更簡單的電路構成，所以使用方案2作為本次設計的方案。 3.2 頻率合成器的設計方案論證與選擇 方案1:采用直接式頻率合成器技術,將一個或幾個晶體振蕩器產(chǎn)生的標準頻率通過諧波發(fā)生器產(chǎn)生一系列頻率,然后再對這些頻率進行倍頻、分頻或混頻，獲得大量的離散頻率。其組成框圖如3-2所示。直接式頻率合成器頻率穩(wěn)定度高，頻率轉換時間短，頻率間隔小。但系統(tǒng)中需要用大量的混頻器、濾波器等，體積大，易產(chǎn)生過多雜散分量，而且成本高、安裝調試都比較困難。 晶振 諧波發(fā)生器 分頻器 倍頻器 混頻器 fOut2 fOut3 fOut1 圖3-2 直接式頻率合成 方案2：采用模擬鎖相式頻率合成器技術，通過環(huán)路分頻器降頻，將VCO的頻率降低，與參考頻率進行鑒相。優(yōu)點：可以得到任意小的頻率間隔；鑒相器的工作頻率不高，頻率變化范圍不大，較容易實現(xiàn)，帶內帶外噪聲和鎖定時間易于處理，頻率穩(wěn)定度與參考晶振的頻率穩(wěn)定度相同。缺點是分頻率的提高要通過增加循環(huán)次數(shù)來實現(xiàn)，電路超小型化和集成化比較復雜[2]。 方案3：采用數(shù)字鎖相環(huán)式頻率合成技術，由晶振、鑒頻/鑒相（FD/PD）、環(huán)路濾波器（LPF）、可變分頻器（÷N）和壓控振蕩器（VCO）組成。組成框圖如圖5-1所示。利用鎖相環(huán)，將VCO的輸出頻率鎖定在所需頻率上。此電路可以很好地選擇所需頻率信號，抑制雜散分量，并且避免了大量的濾波器，采用大規(guī)模的集成芯片，與前兩種方案相比可以簡化頻率合成部分的設計，有利于集成化和小型化。頻率合成采用大規(guī)模集成PLL芯片BU2614，VCO選用MC1648； 綜上所述，選擇方案3即采用大規(guī)模PLL芯片BU2614和其他芯片構成數(shù)字鎖相環(huán)式頻率合成器。 4 系統(tǒng)組成 根據(jù)要求設計信號發(fā)生器，輸出信號為正弦波。設計中采用鎖相環(huán)式的頻率合成技術，利用鎖相環(huán)，使輸出的正弦波頻率與晶體振蕩器的穩(wěn)定度一樣?？刂撇糠植捎脝纹瑱C來完成，利用數(shù)碼管對頻率進行顯示并對頻率值進行存儲。系統(tǒng)框圖如圖4-1所示 數(shù)碼顯示頻率 AT89C51 頻率合成器BU2614 低通濾波器 壓控振蕩器 鍵盤控制 頻率測量電路 輸出 存儲電路 圖4-1系統(tǒng)框圖 5 鎖相環(huán)介紹 5.1 鎖相環(huán)的概念 鎖相環(huán)是指使高頻振蕩器的頻率與基準頻率的整數(shù)倍頻率一致時所使用的電路。通?；鶞收袷幤鞫际褂镁w振蕩器，所以高頻振蕩的頻率穩(wěn)定度與晶體振蕩器相同。 5.2 鎖相環(huán)基本框圖 圖5-1是鎖相環(huán)的基本結構圖，由VCO、相位比較器、基準頻率振蕩器、環(huán)路濾波器所組成的。在這里用表示基準頻率振蕩器頻率，則表示VCO的頻率。當壓控振蕩器的頻率由于某種原因而發(fā)生變化時，必然相應地產(chǎn)生相位的變化。相位 利用低通濾波器把誤差信號變成直流電壓 比較與從而產(chǎn)生誤差信號PD 鑒相器 （PD） VCO（電壓控制振蕩器） 環(huán)路濾波器 基準振蕩頻率 振蕩頻率隨VR而變化 Ud(t) υC(t) UR(t) 0 圖5-1 PLL的基本結構圖 的變化在鑒相器中與參考晶體振蕩器的穩(wěn)定相位相比較，使鑒相器輸出一個與相位誤差成比例的誤差電壓分量υC(t)。υC(t)用來控制壓控振蕩器中的壓控元件參數(shù)，一般指的是變容二極管，而這壓控元件又是VCO振蕩回路的組成部分，結果壓控元件電容量的變化將VCO的輸出頻率又拉回穩(wěn)定值來。這樣，VCO的輸出頻率穩(wěn)定 度即由參考晶體振蕩器所決定。 由頻率與相位的關系可知，瞬時頻率與瞬時相位的關系是： ω（t）= (5.1) = + (5.2) 式中的為初始相位，為瞬時頻率。 由上面討論可知加到鑒相器的兩個振蕩信號的頻率差為： (5.3) 為參考晶體振蕩器的頻率， 壓控蕩頻率。 此時的瞬時相位差為 =　　　　+ (5.4) 當兩個振蕩器的頻率相等時它們的瞬時相位差是一個常數(shù)，即： = (5.5) Δω（t）= =0 (5.6) 亦即當兩個振蕩頻率相等時，有相位差，無頻率差[3]。 5.3 鑒相器的時序圖 當與 的關系為>。也就是VCO振蕩頻率低于時的狀態(tài)。此時相位比較器的輸出PD，如圖5-2所示，產(chǎn)生正脈沖信號，使VCO的振蕩頻率提高的信號。反之，當<是產(chǎn)生負脈沖。這一PD脈波信號經(jīng)過回路濾波器的積分，便可 圖5-2相位/頻率比較器的動作 以得到直流電壓VR，可以控制VCO電路。由于控制電壓VR的變化，VCO振蕩頻率會提高。結果使得=在與的相位成為一致時，PD端子會成為高阻抗狀態(tài)，使PLL被鎖定(Lock)。 5.4 捕捉帶與通頻帶 壓控振蕩器本來處于失鎖狀態(tài)時，由于環(huán)路的作用，使壓控振蕩頻率逐漸向標準參考頻率靠近，靠近到一定程度后，環(huán)路即能進入鎖定。這一過程叫做捕捉過程。系統(tǒng)能捕捉最大的頻率失諧范圍稱為捕捉帶或捕捉范圍。 當環(huán)路已鎖定后，如果由于某種原因引起頻率變化，這種頻率變化反映為相位變化，則通過環(huán)路的作用，可使VCO的頻率和相位不斷跟蹤變化。這時環(huán)路即處于跟蹤狀態(tài)。環(huán)路所能保持跟蹤的最大失諧頻帶稱為同步帶，又稱為同步范圍或鎖定范圍。 6 單元電路的設計 6.1 壓控振蕩器 壓控振蕩就是在振蕩電路中采用壓控元件作為頻率控制器件。壓控器件一般是用變容二級管，它的電容量受到輸入電壓的控制，當輸入電壓變化，就引起了起振蕩頻率的變化。因此，壓控振蕩器事實是一種電壓——頻率變換器。它的特性可用瞬時振蕩頻率與控制電壓υC之間的關系曲線來表示，如圖6-1所示。圖上的中心頻率是在沒有外加控制電壓時的固有頻率。在一定范圍內，與υC之間是線性關系。在線性范圍內，這一線性可用下列方程來表示。 （t）=+KrυC(t) (6.1) Kr是特性曲線的斜率，稱為VCO的增益或靈敏度，量綱為rad/s.V,它表示單位電壓所引起的振蕩角頻率變化的大小。 ω0 O υC 圖6-1 壓控振蕩器的特性曲線 6.1.1 壓控振蕩器MC1648 MC1648是一個8引線雙列直插的器件，內部電路圖如圖6-2所示。壓控振蕩電路由芯片內部Q8、Q5、Q4、Q1、Q7和Q6，10腳和12腳外接LC諧振回路組成正反饋的正弦振蕩電路[4]，其振蕩頻率： （6.2） （6.3） 、分別為電感、電容大小，為變容二極管的電容量。 圖6-2 MC1648內部原理圖 6.1.2 壓控振蕩電路設計 圖6-3為壓控振蕩電路圖。壓控振蕩器主要由壓控振蕩芯片MC1648和變容二 圖6-3 壓控振蕩電路 極管MV209以及諧振回路構成。MC1648需要外接一個由電感和電容組成的并聯(lián)諧振回路[5]。為達到最佳工作性能，在工作頻率要求并聯(lián)諧振回路的QL≥100。電源采用＋5V 的電壓，振蕩器的輸出頻率隨加在變容二極管上的電壓大小變化而變化。通過切換電源來切換電感量，從而改變振蕩頻率。 6.1.3 變容二級管與開關二級管切換電路 ⑴ 變容二極管 變容二級管是一種特制的二級管，它的PN結電容變化范圍比較大，正常工作時，變容二級管加反相電壓，在其PN結上產(chǎn)生電荷存儲，于是相當于一個電容，當反向電壓改變時，變容二級管的結電容也發(fā)生相應的變化 [6]。 變容二級管的結電容CVD和外加反向偏壓UR的關系可用下式表示。 （6.4） UR 是加在變容二極管的反向電壓，CVD0為UR=0時 的結電容U0 是接觸電位差；n是電容變化系數(shù)。 ⑵ 電感切換電路 為了擴大頻率的帶寬，通過切換電源來切換電感。圖6-4是開關二級管切換頻段電路圖。當開S連接+5V時，開關二級管VD2截止，電感L1和L2相加，電感量較大，對應于低頻段VL；當S接向地時，VD2導通，L2被大電容2000pF短接，電感只剩下L1，電感量較小，對應于高頻段 [7]。 圖6-4 電感切換電路 6.2 鎖相環(huán)式頻率合成器的設計 6.2.1 BU2614的管腳圖與內部組成 BU2614為16管腳芯片，其管腳圖如圖6-5所示。管腳Xout與Xin為外接晶振管腳，一般接75KHz晶體，主要產(chǎn)生標準頻率和時鐘信號；CE、CLK和DA端分別為使能、時鐘和數(shù)據(jù)輸入端，PD為相位比較輸出。 圖6-5 BU2614管腳圖 BU2614是一種串行碼輸入的鎖相頻率合成器，它采用標準的I2C總路線結構，可以工作在整個FM波段，具有低噪聲、低功耗、高靈敏度的特點，并具有中頻檢測功能。 BU2614內部主要有相位比較器PD、可編程分頻器、參考分頻器、高穩(wěn)定晶體振蕩器及內部控制器組成。當單片機對BU2614送入一組數(shù)據(jù)， BU2614把接收到的數(shù)據(jù)與接收的信號頻率進行比較后輸出一個PD，該PD信號通過外部環(huán)路低通濾波后加在VCO上，通過VD的不斷調整使VCO振蕩頻率鎖定在與單片機送入數(shù)據(jù)相對應的頻率上，實現(xiàn)頻率鎖定。 在內部結構中，移位鎖存器作用是把單片機送來的32位串行數(shù)據(jù)送入鎖存器后進行串并轉換，其中16位控制可編程分頻器，3位控制參考分頻器，其余為內部控制字?？删幊谭诸l器按照16位數(shù)據(jù)的控制要求，把 focs振蕩頻率信號經(jīng)過參考分頻之后的頻率信號fd與fr在PD中進行比較，當 fd不等于fr時由PD輸出電壓VD控制VCO，使 focs穩(wěn)定在確定頻率上。參考分頻器通過狀態(tài)字中R 0、R1、R2三位數(shù)據(jù)把高穩(wěn)定度振蕩器產(chǎn)生的75kHz標準頻率進行分頻?？奢敵?個固定頻率fr。PD把 fr和fd進行鑒相比較，PD的輸出為高電平，低電平及高阻三態(tài)輸出，通過外部LF實現(xiàn)鎖相。 6.2.2 輸入、輸出數(shù)據(jù)形式 BU2614的串行數(shù)據(jù)輸入靠CE、CLK和DA三個端子完成。時鐘信號、數(shù)據(jù)信號和使能信號邏輯關系如圖6-6所示。其中T1應大于15μs， T2大于2μs，時鐘寬度應大于1μs。數(shù)據(jù)和狀態(tài)字共32位，從低位到高位依次排列為：D0、D1……D 15 、 圖6-6 CLK、DATA、CE的邏輯關系 P0、P1、P2 、*、*、*、*、CT、R0、R1、R 2、S、PS、*、GT、TS。其中D0到D 15、表示可變分頻比的16位二進制數(shù)；*表示與控制不相關的位，可為1 或0；參考分頻器產(chǎn)生的標準頻率由R0、R1、R2三位數(shù)據(jù)控制，控制關系如表6-1所示。 表6-1 R0、R1、R2與標準頻率的關系 R0 R1 R2 標準頻率 0 0 0 25KHz 0 1 1 3.25 KHz 1 0 0 6.25 KHz 1 1 0 1 KHz 1 1 1 *PLL關閉 P0、P1、P2為輸出口控制數(shù)據(jù)，可使輸出通道打開或關閉。置0時為通道打開。S和PS可用于收音機中FM和AM的選擇。數(shù)據(jù)輸出由CD端輸出，此時CLK、CD與CE的邏輯關系與數(shù)據(jù)輸入類似，只不過CE要求為低電平。CT、GT等用于頻率測量與計數(shù)的控制。 6.2.3 BU2614的外圍電路工作原理 圖6-7 鎖相環(huán)控制電路圖 BU2614的外圍電路如圖6-7所示。5腳接收單片機的串行數(shù)據(jù)，該數(shù)據(jù)為12腳 反饋頻率FMOSC提供分頻系數(shù)N，內部標準頻率由串行數(shù)據(jù)位中的R0、R1、R2的取直確定。該設計選擇R0、R1、R2 為000或110。當頻率在25MHz到54MHz之間選擇標準頻率為1KHz，也就是R0、R1、R2為110；當頻率在54MHz到110MHz之間選擇標準頻率為25 KHz。所選擇的標準頻率與/N比較，在PD輸出相位比較信號，根據(jù)PD輸出端的狀態(tài)，從低通濾波器得到相應的直流電壓，該電壓直接控制壓控振蕩的變容二極管，從壓控振蕩輸出的頻率通過電容耦合反饋到BU2614中使環(huán)路鎖定。 6.3 低通濾波器 圖6-8 濾波電路圖 低通濾波器由三極管和RC電路組成，其電路圖如圖6-8所示。低通濾波器用于濾除鑒相器輸出的誤差電壓中高頻分量和瞬變雜散干擾信號，以獲得更純的控制電壓，提高環(huán)路穩(wěn)定性和改善環(huán)路跟蹤性能和噪聲性能。鎖相穩(wěn)頻系統(tǒng)是一個相位反饋系統(tǒng)，其反饋目的是使VCO的振蕩頻率由自有偏差的狀態(tài)逐步過渡到準確的標準值。而VCO如做調頻源用，其瞬時頻率總是偏離標準值的。振蕩器中心頻率不穩(wěn)主要由溫度、濕度、直流電源等外界因素引起，其變化是緩慢的，鎖相環(huán)路只對VCO平均中心頻率不穩(wěn)定所引起的分量（處于低通濾波器通帶之內）起作用，使其中心頻率鎖定在設定的頻率上。因此，輸出的調頻波的中心頻率穩(wěn)定度很高[8]。 6.4 電源切換電路設計 電源切換電路如圖6-9所示。此控制電路是用三級管和光偶來控制輸出的高低電平，使開關二級管截止或導通（見圖6-4），從而來切換電感量。當P3.0輸出高電平時，三極管導通，導致光偶導通，使輸出為低電平；當P3.0為低電平時，三極管截止，導致光偶截止，使輸出為高電平[9]。 圖6-9 電源切換電路 6.5 電源電路設計 電源電路如圖6-10所示，由于低通需要12V的工作電壓、MC1648、單片機、BU2614 圖6-10 電源電路 等工作電壓需要5V，所以變壓器的輸出只需要接地和15V，考慮到高頻信號產(chǎn)生電路和單片機共用一個電源會互相干擾，所以采取對單片機單獨供電。由變壓器出來的交流信號分別經(jīng)過兩個L7812CV,一路直接接到低通和L7805CV；另一路L7812CV的輸出直接接到L7805CV，它的輸出單獨供給給單片機。在三端穩(wěn)壓管的輸入輸出端與地之間連接大容量的濾波電容，使濾掉紋波的效果更好，輸出的直流電壓更穩(wěn)定。接小容量高頻電容以抑制芯片自激，輸出引腳端連接高頻電容以減小高頻噪聲[10]。 6.6 存儲電路設計 6.6.1 AT24C02管腳介紹 AT24C02是美國ATMEL公司的低功耗CMOS串行EEPROM，它是內含256×8位存儲空間，具有工作電壓寬（2.5～5.5V）、擦寫次數(shù)多（大于10000次）、寫入速度快（小于10ms）等特點。 AT24C02的1、2、3腳是三條地址線，用于確定芯片的硬件地址。，第8腳和第4腳分別為正、負電源。第5腳SDA為串行數(shù)據(jù)輸入/輸出，數(shù)據(jù)通過這條雙向I2C總線串行傳送。第6腳SCL為串行時鐘輸入線。SDA和SCL都需要和正電源間各接一個5.1K的電阻上拉。第7腳需要接地。 I2C總線是一種用于I2C器件之間連接的二線制總線。它通過SDA（串行數(shù)據(jù)線）及SCL（串行時鐘線）兩根線在連到總線上的器件之間傳送信息，并根據(jù)地址識別每個器件：不管是單片機、存儲器、LCD驅動器還是鍵盤接口[11]。 6.6.2 I2C總線的特性 ⑴ I2C總線的基本結構　 采用I2C總線標準的單片機或I2C器件，其內部不僅有I2C接口電路，而且將內部各單元電路按功能劃分為若干相對獨立的模塊，通過軟件尋址實現(xiàn)片選，減少了器件片選線的連接。CPU不僅能通過指令將某個功能單元電路掛靠或摘離總線，還可對該單元的工作狀況進行檢測，從而實現(xiàn)對硬件系統(tǒng)的既簡單又靈活的擴展與控制。 ⑵ 雙向傳輸?shù)慕涌谔匦浴? 傳統(tǒng)的單片機串行接口的發(fā)送和接收一般都各用一條線，而I2C總線則根據(jù)器件的功能通過軟件程序使其可工作于發(fā)送或接收方式。當某個器件向總線上發(fā)送信息時，它就是發(fā)送器(也叫主器件)，而當其從總線上接收信息時，又成為接收器(也叫從器件)。主器件用于啟動總線上傳送數(shù)據(jù)并產(chǎn)生時鐘以開放傳送的器件，此時任何被尋址的器件均被認為是從器件。I2C總線的控制完全由掛接在總線上的主器件送出的地址和數(shù)據(jù)決定。 總線上主和從(即發(fā)送和接收)的關系不是一成不變的，而是取決于此時數(shù)據(jù)傳送的方向。SDA和SCL均為雙向I/O線，通過上拉電阻接正電源。當總線空閑時，兩根線都是高電平。連接總線的器件的輸出級必須是集電極或漏極開路，以具有線“與”功能。I2C總線的數(shù)據(jù)傳送速率在標準工作方式下為100kbit/s，在快速方式下，最高傳送速率可達400kbit/s。 ⑶ I2C總線上的時鐘信號　 在I2C總線上傳送信息時的時鐘同步信號是由掛接在SCL時鐘線上的所有器件的邏輯“與”完成的。SCL線上由高電平到低電平的跳變將影響到這些器件，一旦某個器件的時鐘信號下跳為低電平，將使SCL線一直保持低電平，使SCL線上的所有器件開始低電平期。此時，低電平周期短的器件的時鐘由低至高的跳變并不能影響SCL線的狀態(tài)，于是這些器件將進入高電平等待的狀態(tài)。 當所有器件的時鐘信號都上跳為高電平時，低電平期結束，SCL線被釋放返回高電平，即所有的器件都同時開始它們的高電平期。其后，第一個結束高電平期的器件又將SCL線拉成低電平。這樣就在SCL線上產(chǎn)生一個同步時鐘。可見，時鐘低電平時間由時鐘低電平期最長的器件確定，而時鐘高電平時間由時鐘高電平期最短的器件確定。 ⑷ 數(shù)據(jù)的傳送　 在數(shù)據(jù)傳送過程中，必須確認數(shù)據(jù)傳送的開始和結束。當時鐘線SCL為高電平時，數(shù)據(jù)線SDA由高電平跳變?yōu)榈碗娖蕉x為“開始”信號；當SCL線為高電平時，SDA線發(fā)生低電平到高電平的跳變?yōu)椤敖Y束”信號。開始和結束信號都是由主器件產(chǎn)生。在開始信號以后，總線即被認為處于忙狀態(tài)；在結束信號以后的一段時間內，總線被認為是空閑的。 I2C總線的數(shù)據(jù)傳送格式是：在I2C總線開始信號后，送出的第一個字節(jié)數(shù)據(jù)是用來選擇從器件地址的，其中前7位為地址碼，第8位為方向位(R/W)。方向位為“0”表示發(fā)送，即主器件把信息寫到所選擇的從器件；方向位為“1”表示主器件將從從器件讀信息。開始信號后，系統(tǒng)中的各個器件將自己的地址和主器件送到總線上的地址進行比較，如果與主器件發(fā)送到總線上的地址一致，則該器件即為被主器件尋址的器件，其接收信息還是發(fā)送信息則由第8位(R/W)確定。 在I2C總線上每次傳送的數(shù)據(jù)字節(jié)數(shù)不限，但每一個字節(jié)必須為8位，而且每個傳送的字節(jié)后面必須跟一個認可位（第9位），也叫應答位（ACK）。每次都是先傳最高位，通常從器件在接收到每個字節(jié)后都會作出響應，即釋放SCL線返回高電平，準備接收下一個數(shù)據(jù)字節(jié)，主器件可繼續(xù)傳送。如果從器件正在處理一個實時事件而不能接收數(shù)據(jù)時，（例如正在處理一個內部中斷，在這個中斷處理完之前就不能接收I2C總線上的數(shù)據(jù)字節(jié)）可以使時鐘SCL線保持低電平，從器件必須使SDA保持高電平，此時主器件產(chǎn)生1個結束信號，使傳送異常結束，迫使主器件處于等待狀態(tài)。當從器件處理完畢時將釋放SCL線，主器件繼續(xù)傳送。 當主器件發(fā)送完一個字節(jié)的數(shù)據(jù)后，接著發(fā)出對應于SCL線上的一個時鐘（ACK）認可位，在此時鐘內主器件釋放SDA線，一個字節(jié)傳送結束，而從器件的響應信號將SDA線拉成低電平，使SDA在該時鐘的高電平期間為穩(wěn)定的低電平。從器件的響應信號結束后，SDA線返回高電平，進入下一個傳送周期。 ⑸ 總線競爭的仲裁　 總線上可能掛接有多個器件，有時會發(fā)生兩個或多個主器件同時想占用總線的情況。例如，多單片機系統(tǒng)中，可能在某一時刻有兩個單片機要同時向總線發(fā)送數(shù)據(jù)，這種情況叫做總線競爭。I2C總線具有多主控能力，可以對發(fā)生在SDA線上的總線競爭進行仲裁，其仲裁原則是這樣的：當多個主器件同時想占用總線時，如果某個主器件發(fā)送高電平，而另一個主器件發(fā)送低電平，則發(fā)送電平與此時SDA總線電平不符的那個器件將自動關閉其輸出級。總線競爭的仲裁是在兩個層次上進行的。首先是地址位的比較，如果主器件尋址同一個從器件，則進入數(shù)據(jù)位的比較，從而確保了競爭仲裁的可靠性。由于是利用I2C總線上的信息進行仲裁，因此不會造成信息的丟失。 6.6.3 存儲電路的設計 存儲電路如圖6-11所示，由于A0、A1、A2沒有被AT24C02使用，所以它們可以不接或直接接VSS、VCC。WP接到VSS表示一般存儲器的操作使能，即允許讀和寫整個存儲器，如果接到VCC寫操作禁止，整個存儲器是寫保護，讀操作不受影響，在此把WP接VSS。因為SDA是一個雙向的地址和數(shù)據(jù)傳送端口，它是開漏極的端口，因此必須接一個上拉電阻到VCC。它讀寫操作是通過單片機的控制來實現(xiàn)的[12]。 VCC VCC 圖6-11 存儲電路 6.7電子控制單元電路（ECU） ECU是控制系統(tǒng)的核心，其作用是對輸入的信號進行檢測、運算處理和邏輯判斷，根據(jù)預先存儲的控制程序和試驗數(shù)據(jù)，向各執(zhí)行器發(fā)出控制指令，控制各執(zhí)行器的工作。 89C51是控制系統(tǒng)內部的主要部分，它是整個控制系統(tǒng)的處理單元，AT89C51是一種帶4K字節(jié)可編程可擦除只讀存儲器的低電壓，高性能CMOS 8位微處理器，俗稱單片機。該器件采用ATMEL高密度非易失存儲器制造技術制造，與工業(yè)標準的MCS-51 指令集和輸出管腳相兼容。由于將多功能8位CPU和閃爍存儲器組合在單個芯片中，ATMEL的AT89C51是一種高效微控制器，為很多嵌入式控制系統(tǒng)提供了一種靈活性高且價廉的方案[13]。 6.7.1 89C51單片機的管腳說明 ⑴ VCC：供電電壓（5V） GND：接地 P0口：P0口為一個8位漏級開路雙向I/O口。當P1口的管腳第一次寫1時，被定義為高阻輸入。P0能夠用于外部程序數(shù)據(jù)存儲器，它可以被定義為數(shù)據(jù)/地址的低八位。在FIASH編程時，P0口作為原碼輸入口，當FIASH進行校驗時，P0輸出原碼，此時P0外部必須被拉高。 圖6-12 MCS-51的引腳 P1口：P1口是一個內部提供上拉電阻的8位雙向I/O口。P1口管腳寫入1后，被內部上拉為高，可用作輸入，P1口被外部下拉為低電平時，將輸出電流，這是由于內部上拉的緣故。在FLASH編程和校驗時，P1口作為低八位地址接收。 P2口：P2口為一個內部上拉電阻的8位準雙向I/O口。當P2口被寫“1”時，其管腳被內部上拉電阻拉高，且作為輸入。并因此作為輸入時，P2口的管腳被外部拉低，將輸出電流。這是由于內部上拉的緣故。P2口當用于外部程序存儲器或16位地址外部數(shù)據(jù)存儲器進行存取時，P2口輸出地址的高八位。P2口在FLASH編程和校驗時接收高八位地址信號和控制信號。 P3口：P3口管腳是8個帶內部上拉電阻的準雙向I/O口。當P3口寫入“1”后，它們被內部上拉為高電平，并用作輸入。作為輸入，由于外部下拉為低電平，P3口將輸出電流這是由于上拉的緣故。 P3口也可作為AT89C51的一些特殊功能口，如下所示： P3口管腳備選功能 P3.0 RXD（串行輸入口） P3.1 TXD（串行輸出口） P3.2 /INT0（外部中斷0） P3.3 /INT1（外部中斷1） P3.4 T0（記時器0外部輸入） P3.5 T1（記時器1外部輸入） P3.6 /WR（外部數(shù)據(jù)存儲器寫選通） P3.7 /RD（外部數(shù)據(jù)存儲器讀選通） RST：復位輸入。要保持RST腳兩個機器周期的高電平時間。當8051通電，時 鐘電路開始工作，系統(tǒng)即初始復位。常見復位電路如圖6-13所示。 圖6-13 復位電路 ALE/PROG：當訪問外部存儲器時，地址鎖存允許的輸出電平用于鎖存地址的低位字節(jié)。在FLASH編程期間，此引腳用于輸入編程脈沖。在平時，ALE端以不變的頻率周期輸出正脈沖信號，此頻率為振蕩器頻率的1/6。 /PSEN：外部程序存儲器的選通信號。在由外部程序存儲器取指期間，每個機器周期兩次/PSEN有效。但在訪問外部數(shù)據(jù)存儲器時，這兩次有效的/PSEN信號將不出現(xiàn)。 /EA/VPP：當/EA保持低電平時，則在此期間外部程序存儲器（0000H-FFFFH），不管是否有內部程序存儲器。當/EA端保持高電平時，此間內部程序存儲器。在FLASH編程期間，此引腳也用于施加5V編程電源（VPP）。 XTAL1：反向振蕩放大器的輸入及內部時鐘工作電路的輸入。 XTAL2：來自反向振蕩器的輸出。 ⑵ 振蕩器特性： XTAL1和XTAL2分別為反向放大器的輸入和輸出。該反向放大器可以配置為片內振蕩器。石晶振蕩和陶瓷振蕩均可采用。如采用外部時鐘源驅動器件，XTAL2應不接。有余輸入至內部時鐘信號要通過一個二分頻觸發(fā)器，因此對外部時鐘信號的脈寬無圖 任何要求，但必須保證脈沖的高低電平要求的寬度。 ⑶ MCS-51單片機的內部結構如圖6-14所示。 89C51單片機包含中央處理器、程序存儲器(ROM)、數(shù)據(jù)存儲器(RAM)、定時/計數(shù)器、并行接口、串行接口和中斷系統(tǒng)等幾大單元及數(shù)據(jù)總線、地址總線和控制總線等三大總線[14]。 ① 中央處理器 中央處理器(CPU)是整個單片機的核心部件，是8位數(shù)據(jù)寬度的處理器，能處理8位二進制數(shù)據(jù)或代碼，CPU負責控制、指揮和調度整個單元系統(tǒng)協(xié)調的工作，完成 6-14 MCS-51內部結構 運算和控制輸入輸出功能等操作。 ② 數(shù)據(jù)存儲器（RAM） 89C51內部有128個8位用戶數(shù)據(jù)存儲單元和128個專用寄存器單元，它們是統(tǒng)一編址的，專用寄存器只能用于存放控制指令數(shù)據(jù)，用戶只能訪問，而不能用于存放用戶數(shù)據(jù)，所以，用戶能使用的的RAM只有128個，可存放讀寫的數(shù)據(jù)，運算的中間結果或用戶定義的字型表。 ③ 程序存儲器 89C51共有4096個E2PROM，用于存放用戶程序，原始數(shù)據(jù)或表格。 ④ 定時/計數(shù)器 ???89C51有兩個16位的可編程，以實現(xiàn)定時或計數(shù)產(chǎn)生中斷用于控制程序轉向。 ⑤ 并行輸入輸出口 ?89C51共有4組8位I/O口(P0、 P1、P2或P3)，用于對外部數(shù)據(jù)的傳輸。 ⑥ 全雙工串行口 89C51內置一個全雙工串行通信口，用于與其它設備間的串行數(shù)據(jù)傳送，該串行口既可以用作異步通信收發(fā)器，也可以當同步移位器使用。 ⑦ 中斷系統(tǒng) 89C51具備較完善的中斷功能，有兩個外中斷、兩個定時/計數(shù)器中斷和一個串行中斷，可滿足不同的控制要求，并具有2級的優(yōu)先級別選擇。 ⑧ 時鐘電路? 89C51內置最高頻率達12MHz的時鐘電路，用于產(chǎn)生整個單片機運行的脈沖時序，但89C51單片機需外置振蕩電容。 單片機的結構有兩種類型，一種是程序存儲器和數(shù)據(jù)存儲器分開的形式，即哈佛(Harvard)結構，另一種是采用通用計算機廣泛使用的程序存儲器與數(shù)據(jù)存儲器合二為一的結構，即普林斯頓(Princeton)結構。INTEL的MCS-51系列單片機采用的是哈佛結構的形式 。 6.8 頻率測量顯示電路 顯示電路如圖6-15所示[15]。由于鎖相環(huán)產(chǎn)生正弦波的頻率較高，無法用單片機直接來測量它的頻率，必須先用高速分頻器來對它進行分頻，使它降低到單片機的測量范圍之內。但又考慮到性價比的問題，可直接用頻率合成器BU2614的控制字和分頻比來送給單片機顯示。當控制字是8600H時，也就是R0、R1、R2為000時，選擇步進為1K的標準頻率，頻率范圍從25MHz到54MHz，根據(jù) (6.5) N是分頻比，為輸入BU2614的頻率， 為標準信號源頻率 可計算出分頻比的范圍： (6.6) (6.7) 轉化成十六進制的變化范圍是從61A8H到D2F0H。當控制字是8000H時，R0、R1、R2為110時，步進為25KHz標準頻率，頻率從54 MHz 到110MHz，根據(jù)上面的公式可得分頻數(shù)從0870H到1130H。送顯示的時候可把它的分頻數(shù)乘于所選擇的標準頻率，然后進行BCD碼轉換，再送給單片機處理。 分頻比可通過按鍵來調整。設置四個按鍵，分別是加一、加十、減一、減十。當需要選擇較大調整時，可選擇加十或減十；當需要較小范圍調整時，可選擇加一或減一。 圖6-15 顯示電路 7 軟件設計 7.1軟件分析 本設計軟件的主要作用是用來控制BU2614、存儲器AT24C02以及頻率的顯示。 因為輸出正弦波的頻帶范圍較寬，又考慮到精確度的要求，當步進為1KHz、控制字為FFFFH時，輸出頻率的最大值只能為65.536MHz，所以為了達到更高的頻率，又能提高精確度，必須選擇兩種不同的標準頻率。以54MHz為分界點，當?shù)陀?4MHz時，選擇以1KHz為步進，當高54MHz時，選擇以25KHz為步進。當控制字為8600H時，分頻數(shù)乘于1KHz；當控制字為8000H時，分頻數(shù)乘于25KHz。因為分頻數(shù)乘于標準頻率化成BCD碼以后占用的字節(jié)數(shù)不同，所以要調用兩個不同的顯示單元。調整頻率時，可通過按鍵來實現(xiàn)，根據(jù)調用不同的子程序可以完成分頻比加一、加十、減一、減十，當復位鍵按下時，顯示的頻率為50MHz。每次判斷有按鍵按下時重新調用存儲，寫入新的數(shù)據(jù)，以防掉電時重新復位。軟件流程圖如圖7-1、7-2所示。 高頻段 初始化 化 清屏 低頻段 P2.7清0 P2.7置1 寫B(tài)U2614 寫B(tài)U2614 調用顯示2 調用顯示1 調用存儲 判斷按鍵是否按下 執(zhí)行相應按鍵的功能 是 否 高頻段還是低頻段 圖7-1主流程圖 按鍵是否按下 判斷哪個 按鍵按下 是 否 按鍵1 按鍵2 按鍵3 按鍵4 加1 加10 減10 減1 寫B(tài)U2614 調用顯示 把值寫入24C02 圖7-2 按鍵流程圖 8 測試結果 統(tǒng)調以后，用示波器可測量出各個頻率值與相對應的電壓值，由于考慮到正弦波的頻帶寬不能一一列出，這里測出以10MHz為步長,從25MHz到105MHz的9個測試頻率點。從表8-1測試結果可以得出，在65MHz的時候電壓值最大，也就是在這個頻率點的時候Q值最大。 表8-1頻率與電壓的對應關系(頻率單位MHz) 理想頻率 25 35 45 55 65 75 85 95 105 測得頻率 24.6 34.7 45.2 55.3 65.3 75.4 85.5 95.4 105.5 電壓(V) 1.29 1.42 1.52 1.68 2.00 1.50 0.95 0.65 0.45 9 結論 由于晶體振蕩器單頻點的局限性，難于滿足多頻點的要求。本設計為了修正石英晶體振蕩器的不足，運用鎖相環(huán)來產(chǎn)生一個高穩(wěn)定度、高精確度、多頻點的正弦波信號。產(chǎn)生的正弦波信號可應用于調頻、解調、通信、電視等領域。 本設計的優(yōu)點是，通過切換電感可擴大鎖相環(huán)的帶寬，實現(xiàn)25MHz到110MHz可調的頻率，結果滿足設計要求。 此設計調試比較困難，要求經(jīng)過低通濾波以后的直流電壓穩(wěn)定性較好,如果不穩(wěn)定會造成壓控振蕩輸出頻率抖動。通過對低通中的RC值反復嘗試發(fā)現(xiàn)，如果C太小，會造成經(jīng)過低通以后的直流電壓有紋波成分；如果C太大，會造成了充放電的時間過長，低通濾波的變化速度跟不上PD信號變化的速度，導致壓控振蕩輸出頻率變化特別緩慢。要實現(xiàn)設計要求中的任務，使壓控振蕩輸出頻率在25MHz到110MHz之間可變，就必須調整電感和電容的大小。電路中的高頻信號容易受到干擾，如果單片機與其它電路共用一個電源的話，會對單片機造成干擾；測試的時候不同的接地測出來的波形有較大差別，而且測試端的引線太長，會造成高頻輻射而使波形失真。為了避免這種情況，一般連接線都用屏蔽線。此電路應用范圍廣泛，日常生活中的很多地方都有它的應用。如無線數(shù)據(jù)的收發(fā)，收音機等。隨著無線通信技術的發(fā)展，PLL信號源的應用也會越來越廣泛。 參考文獻 [1] 鈴木憲次.高頻電路的設計與制作，第1版，科學出版社，2005年,103-108. 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