C650立式機(jī)床電氣系統(tǒng)的設(shè)計(jì)【全套設(shè)計(jì)含CAD圖紙】

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最后, 根據(jù)圖3修改后的當(dāng)前參考值可以寫成： 這種模擬是基于參數(shù)表1。然而,由于表面效果定子電阻的共振頻率的負(fù)載過(guò)濾器(360 Hz)是大大超過(guò)表中所示。因此,三倍表中所給的值已應(yīng)用于仿真模型。該模型中建造了離散形式密切類比與將來(lái)的單片機(jī)實(shí)現(xiàn)。這個(gè)模式已經(jīng)構(gòu)建使用單位值?；局禐? 圖4顯示了仿真結(jié)果的方法,在這種方法中,提出了阻尼y軸組件的定子電流參考向量突然變了。定子電流引用被過(guò)濾如圖3所示。離散時(shí)間間隔在Δt (19)-(24)是200μs。圖4(a)展示了A相定子電流當(dāng)阻尼方法，通常不使用。圖4(b)顯示使用阻尼數(shù)值模擬方法?？梢钥吹?建議用當(dāng)前的振蕩阻尼方法可大大降低。 圖5顯示了仿真結(jié)果的整個(gè)矢量控制系統(tǒng)。引用值顯示斷開(kāi)的線,可通過(guò)實(shí)線算出。提出的控制方法的無(wú)功功率補(bǔ)償被過(guò)濾和阻尼負(fù)載使用的定子電流振蕩。磁化電機(jī)的啟動(dòng)大概在10毫秒。參考價(jià)值的轉(zhuǎn)子磁鏈率保持在一定值為了保持在一個(gè)可接受的水平。轉(zhuǎn)子磁鏈最終的值的在不斷地變化區(qū)域設(shè)置為0.9 p.u。然后, 在100 ms的參考價(jià)值角度轉(zhuǎn)子速度從0變成名義值(0.96 P.u。)和250 ms P.u 0.7。最后,在350ms的負(fù)載轉(zhuǎn)矩從0變成名義值(0.71 P.u。)。速度控制器的輸出是限于1.5 p.u。根據(jù)圖5(b)和5(d)可以看到,定子電流跟隨定子電流,引用的振蕩定子電流低。 表1-仿真參數(shù) ------------------------------------------------- 定子相電壓Usn 230v 定子電流Isn 16A 軸功率 Pn 7.5kw 磁化電感Lm 80mH 定子漏感Lsl 4.5mH 轉(zhuǎn)子漏感Lrl 4.5mH 定子電阻[50Hz]Rs 0.6Ω 轉(zhuǎn)子電阻[50Hz]Rr 0.7Ω 慣性矩J 0.1kgm2 摩擦常數(shù)B 0.01Nms 極對(duì)數(shù)P 2 額定轉(zhuǎn)速nN 1440r/min 負(fù)載的濾波電容Clof 22.5μF 交流電感 Ldc 20mH 線濾波電容Clif 22.5μF 濾器電感l(wèi)lif 1.2mH 線路濾波電阻[50Hz]Rlif 0.1Ω ----------------------------------------------------- 五、結(jié)論 本文中, 討論了控制PWM逆變器供電的異步電機(jī)的電流源驅(qū)動(dòng)。該控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了在轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)向參考幀。新方法補(bǔ)償無(wú)功功率負(fù)載得出的過(guò)濾器和阻尼定子電流振蕩還沒(méi)有提出任何的措施。仿真模型的測(cè)試顯示卓越的穩(wěn)定性能和瞬態(tài)條件。 參考文獻(xiàn) [ I ] J. Cambronne, B. Semail and C. Rombaut, “Vector control of a P. W.M. current source inverter-fed induction motor”, 4th European Conference on Power Electronics and Applications, Firenze, Vol. 2, pp. 177-181, 1991. [2] A. Dakir, R. Barlik, M. Novak and P. Grochal, “Computer simulations for two angular-speed-control systems of a current source inverter feeding an induction machine”, Proceedings of the IEEE International Symposium on Industrial Electronics, pp. 940-945, Vol. 2, 1996. [3] D.-C. Lee, D.-H. Kim and D.-W. Chung, “Control of PWM current source converter and inverter system for high performance induction motor drives”, 22nd International Conference on Industrial Electronics, Control and Instrumentation, Vol. 2, pp. 1100-1105, 1996. [4] P. Eichenberger and M. Junger, “Predictive vector control of the stator voltages for an induction machine drive with current source inverter”, 28th Annual IEEE Power Electronics Specialists conference, pp. 1295- 1301, Vol. 2, 1997. [5] M. Salo and H. Tuusa, “A current-source PWM-rectifier with reactive power control”, 4th European Power Quality ‘97 Conference, Nurnberg, pp.159-168, 1997. [6] M. Salo and H. Tuusa, “Active and reactive power control of a currentsource PWM-rectifier using space vectors”, FINPIE ‘97, Espoo, pp.75-78, 1997. [7] P. Vas, Electrical machines and drives, Oxford, Oxford university press, pp 45-50, 1992. [8] H. Tuusa, Medium-power PWM current source frequency converter and its applicability for high performance cage induction motor drives, Tampere, Tampere university of technology publications, 141 p,1993 [9] B. H. Kwon and B.H. Min, “Afully software-controlled PWM rectifier with current link’, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 40, pp. 355-363, 1993. 45