反激電源變壓器的參數(shù)設(shè)計(jì)

《反激電源變壓器的參數(shù)設(shè)計(jì)》由會(huì)員分享，可在線閱讀，更多相關(guān)《反激電源變壓器的參數(shù)設(shè)計(jì)（8頁(yè)珍藏版）》請(qǐng)?jiān)谘b配圖網(wǎng)上搜索。

1、 開關(guān)電源學(xué)習(xí) 漏感：變壓器初次級(jí)耦合過(guò)程中漏掉的那一部分磁通！ 變壓器的漏感應(yīng)該是線圈所產(chǎn)生的磁力線不能都通過(guò)次級(jí)線圈,因此產(chǎn)生漏磁的電感稱為漏感。 RCD鉗位電路的作用：反激式開關(guān)電源在開關(guān)管斷開的瞬間由于漏感不能通過(guò)變壓器耦合到次級(jí)繞組，導(dǎo)致漏感的反激電動(dòng)勢(shì)很大，高壓很容易導(dǎo)致開關(guān)管的損壞，所以用RCD鉗位電壓到安全的范圍，將漏感的能量存儲(chǔ)在電容C中，再由電阻R消耗掉。 反激式開關(guān)電源：反激電路是由buck-boost拓?fù)潆娐费葑冞^(guò)來(lái)的。 演變的過(guò)程 把MOS和二極管D1放到下面，與上圖等效。 在A B之間增加一個(gè)變壓器，由于初級(jí)和次級(jí)的電感上承受

2、的伏秒積是相等的，所以用這個(gè)變壓器來(lái)等效。 由于電感和變壓器的初級(jí)電感并聯(lián)，為了直觀把電感合二為一，并且調(diào)整變壓器的同名端得到下圖； 上面的電路圖便是最基本的反激式開關(guān)電路圖了，由于變壓器在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)儲(chǔ)存能量，斷開時(shí)通過(guò)次級(jí)繞組釋放能量，變壓器的實(shí)質(zhì)是耦合電感，耦合電感不僅承擔(dān)輸入與輸出的電氣隔離，而且實(shí)現(xiàn)了電壓的變換，而不僅僅是通過(guò)改變占空比來(lái)實(shí)現(xiàn)。 由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實(shí)際線路中也會(huì)存在雜散電感。當(dāng)MOS關(guān)斷時(shí)，漏感和雜散電感中的能量會(huì)在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰，從而會(huì)導(dǎo)致器件的損壞。故而，我們必須對(duì)漏感能量進(jìn)行處理，最常見的就是增加一個(gè)RCD

3、吸收電路。用C來(lái)暫存漏感能量，用R來(lái)耗散之。 二極管的反向恢復(fù)電流理想的二極管在承受反向電壓時(shí)截止，不會(huì)有反向電流通過(guò)。而實(shí)際二極管正向?qū)〞r(shí)，PN結(jié)內(nèi)的電荷被積累，當(dāng)二極管承受反向電壓時(shí)，PN結(jié)內(nèi)積累的電荷將釋放并形成一個(gè)反向恢復(fù)電流，它恢復(fù)到零點(diǎn)的時(shí)間與結(jié)電容等因素有關(guān)。反向恢復(fù)電流在變壓器漏感和其他分布參數(shù)的影響下將產(chǎn)生較強(qiáng)烈的高頻衰減振蕩。因此，輸出整流二極管的反向恢復(fù)噪聲也成為開關(guān)電源中一個(gè)主要的干擾源?？梢酝ㄟ^(guò)在二極管兩端并聯(lián)RC緩沖器，以抑制其反向恢復(fù)噪聲.。碳化硅材料的肖特基二極管，恢復(fù)電流極小。 形成原因 二極管在接反向電壓的時(shí)候，在兩邊的空穴和電子是不接觸的，

4、沒(méi)有電流流過(guò)，但是同時(shí)形成了一個(gè)等效電容（因?yàn)閮蛇厧щ娒?，而且這個(gè)值又不為零），如果這個(gè)時(shí)候改變兩邊的電壓方向，自然有一個(gè)充電的過(guò)程，這個(gè)時(shí)間就是了。 由輸出整流二極管產(chǎn)生的干擾在輸出整流二極管截止時(shí)，有一個(gè)反向電流，它恢復(fù)到零點(diǎn)的時(shí)間與結(jié)電容等因素有關(guān)。其中能將反向電流迅速恢復(fù)到零點(diǎn)的二級(jí)管稱為硬恢復(fù)特性二極管，這種二極管在變壓器漏感和其它分布參數(shù)的影響下，將產(chǎn)生較強(qiáng)的高頻干擾，其頻率可達(dá)幾十MHz。 反向恢復(fù)過(guò)程短的二極管稱為快恢復(fù)二極管（Fast Recovery Diode）。高頻化的電力電子電路要求快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間短，反向恢復(fù)電荷少，并具有軟恢復(fù)特性。 所有的

5、PN結(jié)二極管，在傳導(dǎo)正向電流時(shí)，都將以少子的形式儲(chǔ)存電荷。少子注入是電導(dǎo)調(diào)制的機(jī)理，它導(dǎo)致正向壓降（VF）的降低，從這個(gè)意義上講，它是有利的。但是當(dāng)在導(dǎo)通的二極管上加反向電壓后，由于導(dǎo)通時(shí)在基區(qū)存貯有大量少數(shù)載流子，故到截止時(shí)要把這些少數(shù)載流子完全抽出或是中和掉是需要一定時(shí)間的，即反向阻斷能力的恢復(fù)需要 經(jīng)過(guò)一段時(shí)間，這個(gè)過(guò)程就是反向恢復(fù)過(guò)程，發(fā)生這一過(guò)程所用的時(shí)間定義為反向恢復(fù)時(shí)間trr 反激電源變壓器的參數(shù)設(shè)計(jì) 對(duì)于反激電源而言，需要輸入指標(biāo)，輸出指標(biāo)，有些是客戶直接給的，有的則要我們認(rèn)為的選擇。參數(shù)主要包括：輸入交流電壓范圍，輸出電壓，輸出電流，效率，開關(guān)頻率等

6、； RMS:含義是均方根？待驗(yàn)證！ 工作模式： CCM:電流連續(xù)模式 DCM:電流斷續(xù)模式 CRM:DCM和CCM中間的過(guò)度過(guò)程，即電感的電流剛剛降到0時(shí)，MOS管開通，即DCM到CCM的過(guò)渡的臨界模式，CCM在輕載時(shí)會(huì)進(jìn)入DCM； CRM優(yōu)點(diǎn)：可以避免二極管進(jìn)入反向恢復(fù)問(wèn)題，同時(shí)也能避免深度DCM，防止峰流過(guò)大的缺點(diǎn)。在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會(huì)和MOS的結(jié)電容諧振，給MOS結(jié)電容放電。 QR:那么，是不是可以有種工作方式是當(dāng)MOS結(jié)電容放電到最低點(diǎn)的時(shí)候，MOS開通進(jìn)入下一個(gè)周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準(zhǔn)諧振，QR方式。也是

7、需要變頻控制的。 不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來(lái)設(shè)計(jì)。 一。確定反饋電源Vf:根據(jù)磁通伏秒積的平衡，有VinDmax=Vf(1-Dmax)， 那么：Dmax=Vf/(Vin+Vf) 這就是說(shuō)Vf越大，Dmax也就越大。 那為了得到較大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢？事實(shí)上是不行的，我們從前面的分析中知道，MOS管的承受的電壓應(yīng)力，在理想情況下是Vin+Vf，當(dāng)輸出一定時(shí)Vf也是一定的，而Vin是隨著輸入電壓的變化而變化的。另外，MOS管的耐壓是有限制的。而且，在實(shí)際使用中，還必須預(yù)留電壓裕量。 MOS的電壓必須保證10%～20%的電壓

8、裕量。 常用的MOS管耐壓有600V，800V的。 而對(duì)于全電壓輸入的85V~265V AC輸入電源，整流后的直流電壓約為100VDC～370VDC。 那么對(duì)于600V的MOS而言，保留20%電壓裕量，耐壓可以用到480V。最大電壓應(yīng)力出現(xiàn)在最大輸入電壓處，所以當(dāng)最大輸入直流電壓為370V時(shí)，Vf取值為480-370=110V。最大工作占空比出現(xiàn)在最低輸入電壓處為： Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=110/(100+110)=0.52 以此類推 650V的MOS，耐壓用到520V，Vf取520-370=150V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=150/(100+15

9、0)=0.6 700V的MOS，耐壓用到560V，Vf取560-370=190V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=190/(100+190)=0.66 800V的MOS，耐壓用到640V，Vf取640-370=270V，Dmax=Vf/(Vinmin+Vf)=270/(100+270)=0.73 大的占空比，可以有效降低初級(jí)側(cè)的電流有效值，降低初級(jí)側(cè)的銅損和MOS的導(dǎo)通損耗。但是初級(jí)側(cè)的占空比過(guò)大，必然導(dǎo)致次級(jí)的占空比偏小，那么次級(jí)的峰值電流會(huì)較大，電流有效值會(huì)偏大，那么次級(jí)線圈銅損會(huì)增加。另外，次級(jí)峰值電流大，也會(huì)導(dǎo)致輸出紋波大。所以，通常建議，最大占空比取在0.5左右。 我

10、個(gè)人的觀點(diǎn)呢，對(duì)于DCM的機(jī)器，在最低輸入85VAC電壓下，可以考慮取占空比到0.6，那么在110VAC下，占空比約在0.46左右。 而對(duì)于CCM的模式，建議全范圍內(nèi)占空比不要超過(guò)50%，否則容易出現(xiàn)次諧波振蕩。即便如此，在占空比不超過(guò)50%的情況下，也建議增加斜坡補(bǔ)償，以增加穩(wěn)定性。 所以，綜上所述，占空比的選擇，一方面要考慮MOS的耐壓，另一方面還要考慮次級(jí)的電流有效值等因素。同時(shí)，對(duì)于MOS耐壓比較低的情況，比如用600V的MOS的時(shí)候，占空比適當(dāng)再取小一點(diǎn)，可以減輕MOS的耐壓的壓力。因?yàn)樽儔浩骺偸怯新└械?，漏感?huì)形成一個(gè)尖峰。這個(gè)尖峰和漏感以及電流峰值的大小等參數(shù)有關(guān)。當(dāng)我們按照

11、百分比來(lái)留電壓裕量的時(shí)候，可能不夠。 二。電感Lp當(dāng)占空比和反射電壓Vf確定后，我們就可以開始著手設(shè)計(jì)變壓器的初級(jí)電流波形，進(jìn)而求出初級(jí)的電感量。 對(duì)于如圖所示的兩種工作模式，圖中所示，是最低輸入電壓Vinmin時(shí)變壓器初級(jí)電流波形。那么可以知道平均電流為： Iavg=(Ip1+Ip2)Tonmax/(2T)=(Ip1+Ip2)Dmax/2 假如輸出功率是Pout，效率為η，那么 Pout/η=VinminIavg=Vinmin(Ip1+Ip2)Dmax/2 Ip1+Ip2=2Pout/(VinminηDmax) 對(duì)于DCM模式而言，Ip1=0，對(duì)于CCM模式而言，有兩個(gè)未知

12、數(shù)，Ip1、Ip2。那么該怎么辦呢？這里有個(gè)經(jīng)驗(yàn)性的選擇了。一般選擇Ip2=2～3Ip1，不要讓Ip2與Ip1過(guò)于接近。那樣電流的斜率不夠，容易產(chǎn)生振蕩。 計(jì)算出Ip2與Ip1后，我們就可以算出變壓器初級(jí)電感量的值了。 根據(jù)： (Vinmin/Lp)Tonmax=Ip2-Ip1，可以得到： Lp=(VinminDmax)/(fs(Ip2-Ip1))，其中，fs是開關(guān)頻率。 三。選擇磁芯 磁芯的選擇方式有很多種，有些公司會(huì)給出一些圖表用于選擇合適的磁芯。但大多數(shù)公司的數(shù)據(jù)和圖表并不完整。所以，很多時(shí)候，我們需要先選擇一個(gè)合適的磁芯，然后在這個(gè)基礎(chǔ)上進(jìn)行優(yōu)化。 AP法是最常用的用來(lái)選

13、擇磁芯的一個(gè)公式， 其中，L單位為H，Ip為峰值電流，單位為A，ΔB是磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量，單位為T，K0是窗口利用率，取0.2～0.4，具體要看繞組結(jié)構(gòu)等。比如擋墻膠帶會(huì)占去一部分空間，而如果磁芯是矮型的，那么擋墻所占部分肯可能就占很大比例了，這時(shí)候，磁芯的窗口利用率就要取的低。而如果，采用了三重絕緣線，那么窗口利用率高，K0就可以取的大一點(diǎn)。對(duì)于鐵氧體磁芯來(lái)說(shuō)，考慮到溫度升高后，飽和點(diǎn)下移，一般ΔB應(yīng)該取值小于0.3。ΔB過(guò)大，磁芯損耗大，也容易飽和。ΔB過(guò)小，磁芯體積會(huì)很大。功率小的電源，ΔB可以大一點(diǎn)，因?yàn)樽儔浩鞅砻娣e與體積之比大，散熱條件好。而功率大的電源，ΔB則應(yīng)該小一些，因?yàn)樽?/p>

14、壓器的表面積與體積之比小，散熱條件變差了。開關(guān)頻率高的，ΔB也要小一點(diǎn)，因?yàn)轭l率高了，磁芯損耗也會(huì)變大。 根據(jù)計(jì)算出來(lái)的AP值，我們可以選擇到合適的磁芯。 四。初級(jí)側(cè)繞組匝數(shù) 其中，L是初級(jí)電感量，單位H，Ip是初級(jí)峰值電流，單位A，ΔB是磁感應(yīng)強(qiáng)度變化量，單位為T，Ae是磁芯截面積，單位cm2。 因?yàn)槲覀円呀?jīng)確定了反射電壓，Vf，已經(jīng)有了初級(jí)匝數(shù)，那么次級(jí)的匝數(shù)就可以計(jì)算出來(lái)了。不過(guò)，計(jì)算次級(jí)匝數(shù)的時(shí)候，要考慮到次級(jí)輸出整流二極管的壓降，特別是輸出電壓很低的時(shí)候，二極管的壓降要占很大的比例。對(duì)于肖特基整流管，我們可以考慮取正向壓降為0.8V左右，對(duì)于快恢復(fù)整流管，可以考慮取正向壓

15、降為1.0V。 五。次級(jí)繞組的匝數(shù) 那么，對(duì)于常用的次級(jí)輸出繞組匝數(shù)可以按下面的公式計(jì)算： Ns=(Vout+VD)Np/Vf Vout是次級(jí)某繞組輸出電壓。VD是輸出整流二極管壓降。肖特基管取0.8V，快恢復(fù)管取1.0V。 六。次級(jí)整流二極管的電壓應(yīng)力 VDR=VinmaxNs/Np+Vout 實(shí)際上的二極管耐壓要高于這個(gè)數(shù)值。具體見元件降額使用的那個(gè)帖子里的闡述。對(duì)于CCM模式的電路，還必須在這個(gè) 七。繞組線徑的選取 首先我們要計(jì)算出每個(gè)繞組的電流的RMS值，關(guān)于計(jì)算電流RMS值，我記得有個(gè)小軟件的?？梢院芊奖阌?jì)算。然后根據(jù)每平方毫米5A的電流密度選擇導(dǎo)線。同時(shí)，要注意高

16、頻下的趨膚效應(yīng)，趨膚深度可以按照 來(lái)計(jì)算，f是頻率，單位Hz 也就是說(shuō)，單根導(dǎo)線的直徑不要大于兩倍趨膚深度。如果單根導(dǎo)線不夠滿足電流密度的要求。那么就用多線并繞或采用絲包束線或litz線。二極管上并聯(lián)RC吸收回路，來(lái)降低反向恢復(fù)造成的電壓尖峰和振蕩。 八。C的功率 當(dāng)MOS關(guān)斷后，MOS的漏極電壓迅速上升，當(dāng)漏極電壓達(dá)到Vin+Vf時(shí)，次級(jí)二極管導(dǎo)通，把變壓器初級(jí)電壓箝位在Vf上。而由于漏感是不受次級(jí)箝位的，所以，MOS管漏極電壓繼續(xù)上升，直到Vin+Vc電壓，Vc是RCD箝位電容上的電壓。這時(shí)候，箝位二極管D導(dǎo)通，漏感給電容C充電。由于電容容量足夠大，箝位電壓Vc基本保持不變。M

17、OS的漏極電壓也就被箝位在Vin+Vc。 當(dāng)箝位二極管D導(dǎo)通后，漏感電流在箝位電壓的作用下線性下降到零。有公式： (Vc-Vf)t/Llk=Ip，那么可以計(jì)算出這段時(shí)間t為： t=IpLlk/(Vc-Vf) 由于吸收二極管的電流波形是個(gè)峰值為Ip三角波，所以，每周期RCD吸收電路中耗散的能量為： VcIpt/2 那么漏感輸入到RCD中的功率為： P=fsVcIpt/2 代入上面t的表達(dá)式，得到： 從這個(gè)公式中可以看出，Vc取值大一些，有助于降低RCD吸收電路的耗散功率。太小的Vc會(huì)導(dǎo)致RCD電路的耗散功率過(guò)大。有一個(gè)經(jīng)驗(yàn)性的取值，取Vc=2～2.5Vf，但是，Vc的數(shù)值同

18、時(shí)也受MOS耐壓的限制。特別是對(duì)于低耐壓的MOS，沒(méi)有足夠的耐壓空間。故而，Vc的取值要和MOS的耐壓、Vf以及工作占空比綜合考慮。如果要讓工作占空比比較大，那么就要增加Vf的值，那么也就要增加Vc的值，那么就要用耐壓足夠高的MOS。如果MOS的耐壓已定，由Vc+Vinmax

19、的計(jì)算中，我們一直是假設(shè)Vc是不變的，事實(shí)上，Vc是略有波動(dòng)的。Vc波動(dòng)的大小，是和RCD吸收電容的容量相關(guān)的。一般我們可以接受Vc電壓有5%～10%峰峰值波動(dòng)。那么，假如我們選擇5%的波動(dòng)，在MOS關(guān)斷瞬間，漏感造成Vc電壓的變化，可以有如下的公式： 旁路電容和去耦電容都是濾除高頻噪聲的，之所以叫法不同，是因?yàn)榕月冯娙菔菫V除輸入信號(hào)的高頻干擾，而去耦電容是濾除輸出信號(hào)的高頻干擾。所以電容的容值要很小。 數(shù)字電路中典型的去耦電容值是0.1uF，最好不用電解電容，去耦電容的選用經(jīng)驗(yàn)算法：C=1/F,即10MHz取0.1uF，100MHz取0.01uF）； 開關(guān)電源電容原則： 1.輸入濾波電容器容量的選擇： 當(dāng)交流電壓u=85~265V時(shí)，經(jīng)驗(yàn)選擇k=（2~3）uF/W 當(dāng)交流電壓u=230V時(shí)，k=1uF/W； 2.輸出濾波電容器的選擇： a、輸出濾波電容器的耐壓值一般留出1.2~1.5倍的余量（為了更安全可靠可以選擇2倍）。 b、輸出濾波電容器的容量可按照1000uF/A來(lái)選擇。 c、為減小輸出噪聲，可以在電解電容器上再并一只0.01~0.1uF的小電容。 d、可以將幾只相同容量的電解電容器并聯(lián)使用，以降低等效串聯(lián)電阻。